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所谓线性稳压器 图 14:标准的线性稳稳压器 线性稳压器，也称3引脚稳压器，广泛使用的能简单降低DC电压设备。基本上分成输入、输出、GND的3个引脚，并将输出电压事先调整成业界标准电压。之后也陆续开发出利用外置电阻输出可变型或内置ON/OFF功能（关断）等规格，根据功能变更引脚数量。 构造上完全利用线性反馈环路控制，误差放大器监视输出至反馈为止的电压，输入变动或输出负载变动时，调整输出电压保持稳定。不必开关，不会出现开关所引起的噪声和纹波。 图 15:线性稳压器的损耗 使用方法非常简单，但使用时仍必须考虑损耗＝热。如图15所示，线性稳压器是指输入和输出间的电压差和流至输入的电流的积为损耗功率，而损耗功率会转换成热。在未加装散热板下，最多只能承受到2W左右。当然，损耗大代表着效率差。 考虑加装AC/DC转换器时，线性稳压器IC的输入，无法承受直接整流100VAC的140V电压，在采用开关方式的AC/DC转换中，替换DC/DC部分的无法使用的线性稳压器IC。虽然可以利用高耐压晶体管等，不直接连线性稳压器，但从140V的DC电压，降至例如12V的电压时，考虑到热处理，事实上并无其他选择。此外，也必须考虑如何设计电路，以及包含散热器在内时所需要的空间。 图 16 根據上述理由，利用線性穩壓器轉換DC/DC（降壓穩定化）時，一般會採用變壓器的方式。若能將使用變壓器的變壓（降壓）調整理最佳狀態，線性穩壓器的輸入、輸出落差不要太大的話，效率就不會變得那麼差，且能在允許的發熱範圍內使用。 此外，线性稳压器具备纹波抑制功能，也可以抑制平滑后的DC中残存的纹波。在不能有噪声的应用装置上，能加装线性稳压器解决噪声问题。 关键要点: ・一般会采用变压器方式，但容许损耗最多只有2W左右，效率也令人担忧不已。 ・不会产生开关噪声，因此能利用在对噪声较为敏感的应用上。 所谓反激式 图17 反激方式是常使用在至100W左右的开关电源上的方法。本稿的开始也以反激方式为例进行说明。 反激方式分有自励型的RCC(Ringing Choke Converter）、他励型的PWM型、利用共振技术RCC准谐振型等3种。RCC型主要用在系统的辅助电源等小功率用途，但相较于PWM型，设计略为复杂，近年PMW型内置MOSFETIC较普遍，小功率用途上较常采用PWM型。准谐振型是利用专用的IC进行控制，但噪声比PWM低且损耗也较小，因此部分应用会采用准谐振型。 在AC/DC转换时，开关方式的AC/DC转换较常使用，还可以用变压器方式。但是，和线性稳压器相比，反激式的部件多且成本高，限用于必须绝缘时。 反激式的特征是构造简单、部件数量少。 图 18:反激方式(连续模式时) 图19 不太要求输出精度的应用，能利用变压器的匝数比粗略设定输出电压，也可以作为非稳定输出电源使用。为了能稳定输出，必须增加控制开关用晶体管的电路。 图20:反激方式各部的波形 其他还有输入电压范围大等优点，但也存在着较大的峰值电流，会流向开关元件、二极管、输出电容器的缺点。利用光耦合器隔离二次侧（输出）端的反馈，如此一来就能形成绝缘电源了。 关于反激式的基本工作以图18说明。MOSFET为ON时，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。MOSFET为OFF时，蓄积的电能通过二极管，从变压器的次级绕组向外输出，之后再经由整流/平滑，产生DC电压。上述工作模式也称为ON/OFF方式。各部的波形如图20所示。 关键要点: ・利用变压器的DC/DC转换应用范围较大，因此必须熟悉其基本工作模式。 平滑后的 DC/DC 转换(稳定化)方式 之前已说明了采用变压器方式的AC/DC转换顺序为AC-低AC-整流/平滑 （DC）- 以及采用开关方式的AC/DC转换顺序为AC-整流/平滑 （DC）-稳定化DC（AC-整流/平滑-稳定化DC） 进行转换。在本项则是说明各方式中，经由前文的蓝色部分的整流/平滑，所生成得DC电压，转换成稳定化DC电压的方式。 采用开关方式的AC/DC转换，会“将DC转换成AC后，经由整流/平滑，再转换成DC”，但其本身为采用开关方式的DC/DC转换，因此之后将简称为“开关式DC/DC转换”。和开关式DC/DC转换相对的，则是线性DC/DC转换。提到DC/DC，不少人第一直觉想到开关方式的，严格说来，以DC转换成DC来说，其实分成开关式和线性方式两种，接下来将以两者为前提进行说明。 图 12:变压器方式的 DC/DC 转换部分 图 13:开关方式的 DC/DC 转换部分 图12和13是各AC/DC转换方式的电路，但圈起来的部分是将DC电压，转换成想要的DC电压的电路。在实际使用上，如果未利用该电路，转换成稳定且高精度的DC电压，就无法产生电子电路所需要的电源。 关键要点: ・变压器方式必须增加稳定化DC/DC，开关方式附带的控制电路DC输出非常稳定。 所谓正激式 图 21:正激方式 正激方式是构造较简单，容易控制，非常普遍的方式之一。 其特征是输出功率比反激方式大，但必须加装电感和续流二极管（转流二极管：D2）。此外，和反激式相同，能利用光耦合器隔离二次侧的反馈，形成绝缘电源。 图22 工作模式如下。MOSFET为ON时，二极管D1为ON，经由电感供给电流至负载端。MOSFET为OFF时，蓄积在电感的电能经由二极管D2供给电流至负载端。各部的波形如图23所示。 图23:正激方式 各部的波形 正激方式只会单向激磁变压器，在晶体管为OFF时，必须释放（复位）蓄积在变压器的电能。也因此必须装上复位（缓冲）电路（图21中位于变压器一次侧的RCD）。复位电路一般是由电阻/电容器/二极管组成，但基本上仍会损耗电能，因此变压器的利用效率也不算高。 而在启动复位后，会施加DC输入电压1.5～2倍的电压至开关用晶体管上（图22的Vp和Vds的波形的VR）。最近能量，损耗和Vds。该电压经由缓冲的电阻和电容器转换。最近，开始结合主动箝位电路，通过再生必须复位的电能，减轻损耗和Vds。 图 24 此外，降压时因一次侧电流少，停留在线圈的电能也没那么大，只是一但用在升压上，一次侧的电流就会变大，停留在线圈的能量将是电流的二倍，而因为复位电路所损耗的电能也会跟着变大。因此，本电路虽然可以用在降压上，但却几乎不会用来升压。 AC/DC转换主要采用开关方式。虽然能够使用变压器方式，但和反激方式一样，限用于必须绝缘等时候。 关键要点: ・较反激式复杂，但二次侧和二极管整流（异步）的DC/DC原理相同。 ・缓冲电路常出现在电源设计上，推荐利用本节先了解其原理。 所谓Buck(降压、非绝缘)方式 图 25:Buck方式(连续模式时) Buck是降压的意思。Buck转换器是利用二极管整流的降压转换器，代表性用途为用在非绝缘降压开关的DC/DC转换器上。DC/DC转换的世界上常称作二极管整流式和异步式等。和先前提到的正激方式相比，由于未使用变压器，一次侧和二次侧并未绝缘。不需绝缘时，以不使用变压器的本方式最为简单。Buck方式不必设定变压器调整电压，只要利用MOSFET控制，就可以决定输出电压。因此，未必会需要来自于二次侧的反馈。（省略图）。 图 26 Buck方式的特征是电路构造简单。此外，组成小功率的电源电路时，成本也比反激式更有竞争力。因此，常使用在家电产品的微控制器用电源上。但是由于不必通过变压器，流向开关元件的电流比采用反激方式的同等输出功率还大，只适用于小功率输出，而无法用于大功率输出上。 图27:Buck方式各部的波形 模式几乎和正激方式相同。只是去掉正激方式的变压器，将D1换成MOSFET。MOSFET为ON时，电流经过电感流向负载端，同时电感也蓄积电能。此时，二极管为OFF。MOSFET为OFF时，蓄积在电感的电能经由二极管D2供给至负载端。和正激转换器的D1相同，开启或关闭MOSFET。 图 28 AC/DC转换中，开关方式限用于非绝缘电源。对于变压器方式而言，可说是最容易使用开关DC/DC转换器。变压器的方式虽然部件数量比线性稳压器多，成本也比较高，但能承接变压器方式，进而提升效率。不过，自AC输入的效率，仍不及于采用开关方式的AC/DC转换构造。 关键要点: ・除了未加装变压器外，其余都和正激式相同，为非绝缘DC/DC的基本型。 来源：techclass.rohm

FlyBack Converter 又称单端反激式转换器，又称返 返驰式 (Flyback) 转换器 , 因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名。 电子设备都是需要电源的，因此开关电源得到很广泛的应用。而对于中小功率的电源使用最广泛的拓扑结构就是：反激式结构。举些实际应用的例子，如笔记本电脑的适配器、手机充电器等。 这里先抛出 FlyBack Converter 的优点和缺点 优点： 1. 电路简单，成本低，可靠性高，能提供多路直流输出； 2. 当出入电压波动很大时，仍能稳定输出，可实现交流输入； 3. 变压器匝数比值较小； 4. 转换效率高，损耗小； 缺点： 1. 输出电压纹波较大，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制； 2. 工作在 CCM 模式下，有较大的直流分量，容易导致变压器磁芯饱和，所以必须在此路中加入气隙，从 而造成变压器体积变大； 3. Converter 有直流分量，且同时会工作在 CCM/DCM 两种不同模式，导致 Converter 的设计和环路补偿的 设计比较困难； 很显然，以上所说的优缺点和 FlyBack Converter 电路本身息息相关，下面就简单介绍下 FlyBack Converter 的演变过程，当然我们先要解释一下 Buck-Boost 和 FlyBack 的关系，很多帖子或者书上认为 Buck-Boost 就是 FlyBcak 或者说 Buck-Boost 就是 FlyBack 的应用，其实不然，下面一张图很好的解释了二者之间的关系，如图（ 1 ）： 图（1） Flyback 是基于 Back-Boost Converter 演变而来的。图（ 2 ）就是其演变过程从 a — b ，下面我们逐步分析一下， Back-Boost 最终演变成成 Flyback ： 图（2） * 图（ 2 ） .a 是 Buck-Boost 的原型电路，我们把图（ 2 ） .a 中的电感 L 变成双路 1 ： 1 的并联线圈，这样就 变成了图（ 2 ） .b 。 * 图（ 2 ） .b 中其他不改变，把并联电感断开，匝数比还是 1 ： 1 ，就是图（ 2 ） .c 了。 * 图（ 2 ） .c 中二极管反向接，变压器匝数比变成 1 ： n ，变压器次级同名端反接使得输出电压正负极和 输入极性一样。 MOS 管接到初级变压器的负极，以便简化后期开关驱动电路的设计，稍微整理一下，就是图（ 2 ） .d 的电路了，图（2）.d就是我们想要的Flyback的基本电路了。 上面介绍了 Flyback Converter 的推演过程，这里简单分析一下 Flyback Conveter 的工作原理，这里给出 3 个简单的模型示意图，代表电路工作的 3 个阶段，如图（ 3 ）， 图（3） * 图（ 3 ） .a 是大多数隔离变压器转换电路的等效电路，实际的变压器电路可以等效成一个理想变压器 并联一个电感 Lm 。 * 图（ 3 ） .b 是 MOS 管导通时，变压器原边充电，二极管关断，负载由输出滤波电容供电。 * 图（ 3 ） .c 是 MOS 管关断，二极管导通，变压器储存能量通过二极管向负载侧传送。 好了 FlyBack Converter 的工作原理简单的分析到这里，有的人可能会说怎么连个公式都没有，这里只想和大家分享一下 FlyBack Converter 电路的感性认识，公式书上就有这里就不拿出来吓唬大家了，这个电路深入还有很多地方可以学习，例如其工作状态 CCM 和 DCM 的波形分析、开关电路的驱动设计，以及后续的 PCBLayout 注意事项都是可以拿出来大书特书的东西，这里就是抛砖引玉，和大家一起探讨一下最原始的东西，如有不对的地方希望指正，一起学习，一起进步。 攻城狮聚聚 们的聚集地，期待你们的加入↓↓↓ （ 此群仅用于技术交流与学习讨论， 群内不定时资料分享） 无法入群时，可添加管理员微信 zcoreplayer007 （请备注： 技术交流群 ）

一直不清楚为什么反激式开关电源占空比要小于0.5，今天知道了那么一点点！ 占空比大于50％时系统可能出现不稳定性，可能会产生次谐波振荡；另外，在电路拓扑结构选择上也有局限，在升压型和降压－升压型电路中，由于储能电感不在输出端，存在峰值电流与平均电流的误差。占空比大于50％时系统可能出现不稳定性，可能会产生次谐波振荡；另外，在电路拓扑结构选择上也有局限，在升压型和降压－升压型电路中，由于储能电感不在输出端，存在峰值电流与平均电流的误差。 占空比大于50％时系统可能出现不稳定性，可能会产生次谐波振荡；另外，在电路拓扑结构选择上也有局限，在升压型和降压－升压型电路中，由于储能电感不在输出端，存在峰值电流与平均电流的误差。 如果占空比非要大于0.5，就必须加谐波补偿！ 参考网址如下： http://u.dianyuan.com/bbs/u/23/1099443183.pdf http://wenku.baidu.com/link?url=h5zgFvdIgj1zQXpH5sRiUGTqcaI8loJjF1h-x1KqGeSfYZPXiyNoLiI4CVlKnhNSpBRpR-xdawKQx-RjjetD7yWIpg14xtw1LdcgYAvXNJ3 http://wenku.baidu.com/link?url=3vjAqOG3jx8Rka07YbON9iexCoDCUPpgyj-VMVHbfhOVhLCrr-6QuUJes4KK0tZlWiGjJR24uOnHmGOVanCYvjzJxWtbepdGZBybwuftAgW

  在我们的设计电路中，不可缺少的部分就是电源了，以前做电路电源是用工频变压器降压然后整流，后来流行开关电源了，就直接买开关电源模块。 一直很好奇这开关电源模块，想把它直接画在自己设计的电路中。开始找一些开关电源书籍学习，下载网上各种资料、变压器设计软件等等。于是就 慢慢了解了开关电源布板的注意点，对它的PCB设计有了一些了解。然后就抄别人的电路，变压器也让别人去抄，发现抄出来的电源能用，但是心里一直 不放心，不知其 原理。 接着就是长时间的茫然，看各种经典书籍，但是就是觉得没入得了门，是懂非懂！后来做了一款简单的5V反激式开关电源，于是便想从此入手，针对 反激式开关电源重点学习，仍然是茫茫然。 很多书中有许多公式， 但抓不住重点，就是一头雾水！ 变压器有 各极 匝数、匝比、各极电感量等参数，究竟先 确定哪个，是如何确定的？ 后来终于偶然情况下，抓住 了反激式开关电源的两个重要公式，才对它有了初步的了解。               1、确定初级电感量Lp（有是资料是确定Ls，所以导致我混乱不清，其实原理一样） 反激式开关电源工作原理就是，MOSFET开时将能量储存在变压器初级电感中，MOSFET关时能量在释放到次级电路。那么每个周期的储存的能量就等于 MOSFET开时储存能量，公式： 1/2 *ΔI *Δ I *Lp  在这里我也郁闷了半天，关于反激式变压器的DCM模式和CCM模式，究竟选哪个，该怎么用！一头雾水！建议从DCM模式开始比较简单，DCM就 是每个周期变 压器 的能量 都释放掉，就是电流不连续。DCM模式下：所以上面的公式 ΔI就是初级最大电流Ip，Lp是初级电感量。公式为 1/2 *Ip * Ip *Lp  如果知道开关电源的输入功率，那么开关一个周期的能量我们也知道了，公式：Pin*T。Pin是输入功率，T是开关一个周期的时间。那么变压器每个 周期存储的能量，那么以上两个公式应该是相等的。所以 Ip * Ip *Lp = 2 * Pin*T。（公式1） 还有一个公式我们很早就知道的电感的电压和电流之间的公式：U=L*di/dt，关于这个公式要搞清楚因果关系，不是因电流的变化量才有电感电压，而 是在电感两端加了一定的电压U，电感中的电流才会随时间的增加而增加（这个理解很重要）。如果这么理解的话，就很好搞懂MOSFET开时，变压器初级电 感的状态。在MOSFET开，加在初级电感两端电压为Uin，如果MOSFET开的时间为Ton，则上面公式就等于Uin=Lp* Ip/Ton 也就是Lp * Ip = Uin*Ton （公式2） 公式1比公式2得 Ip=2*Pin*T/（Uin*Ton）   则Lp=（ Uin*Ton）* （ Uin*Ton）/（2*Pin*T) 上面两个公式中，我们需要保证在最低电压时，最大占空比情况下能够工作，则Uin为最小输入直流电压、Ton为最大占空比时开通时间。这两个值待 以后水平提供，再进行公式计算，在85Vac~265Vac宽电压输入范围，经验值最小输入直流电压Vin=85V，占空比0.45到0.5，这样Lp就确定了！ 公式1和公式2是基础，要理解其本质！了解这本质就会明白一下参数的作用，比如实际生产时，Lp偏小会什么情况，根据公式1，输出功率不变的情况 下，则Ip偏大 ，则要考虑MOSFET的电流余量够不够？次级Is电流则增加更多(Is=N*Ip）,整流管电流余量够不够？温升行不行？当然它也给我一个设计大功 率的提示 ，电感量要变小，由于刚才的那些问题存在，电感量不能无限变小，所以就有了CCM模式，此模式以后再说。    

低功率LED驱动器设计人员可以使用充电应用的特殊技术，设计高成本效益的紧凑型驱动器，提供优良的性能与先进的调光功能。 针对功率低于35W的 LED照明 应用，比如室内照明灯泡，LED驱动器设计人员面临着一组棘手的挑战：产品设计必须够小，以便能适合用于标准灯座；它可能需要提供调光支持，并且要配合各种不同的安全和功效法规；最后，无论采用什么技术，都必须满足低成本的目标。 单级隔离型反激式驱动器解决方案通常是最佳方法，但是挑选最佳的控制架构也相当重要。例 如，低功率应用的另一个更常见选择是带有次级端调节(secondary-side regulation，SSR)的反激式控制器，然而，如果单独采用这种控制方法，而缺少功率因数校正(power factor correction，PFC)，并且利用恒压电源(而不是恒流电源)进行调节，对于LED照明来说并不是好事。另外，这方法需要附加反馈电路来跨过隔离 边界，而最常见的方法是使用光隔离器。 增加无源PFC似乎是具有吸引力的方法，因为它限制了功率损耗并降低了元件上的电压应力。不过，该技术需要高压电容器，而这可能会为LED驱动器的功率因数、使用期限、可靠性或尺寸要求带来不利的影响。 由于上面的控制选项差强人意，我们想到其它应用中所使用的电源管理方案。我们采用了最初开发用于电池充电的负载控制的TRUECURRENT ® 技术。图1显示了一个实施在脉宽调制(pulse width modulation，PWM)控制器的TRUECURRENT技术模块。TRUECURRENT技术进行必需的测量和比较，从隔离边缘的初级端提供精确的控制，实现恒流输出，而无需次级端的附加反馈电路。 图 1. TRUECURRENT® 模块 使用TRUECURRENT技术，我们就可以为LED照明增加两个特性——功率因数校正和调光控制。其结果是采用PSR的单级反激式拓扑，省去SSR反馈电路，而且不需要HV输入电容。 这一架构现在已经用于两款新的PWM控制器，即 可调光 FL7730 PWM 控制器 和 非调光 FL7732 PWM 控制器 。图2是简化的应用原理图，显示用于TRIAC调光的FL7730器件。 图 2. 提供 TRIAC 调光的 FL7730 这些控制器通过接收来自V S 引脚的线路电压信息，并且将它用于更改峰值电流电路来加入输入线路补偿，这可以在宽的输入电压范围内获得极其紧密的恒流调节。 在调光方面，简单的电阻分压器网路与RC滤波器一起工作，将AC线路电压的占空比(duty cycle)转换为DC电压，然后将其施加到DIM引脚上。一个两角度(two-angle)控制模块则用来偏置电流检测的测量，并为 TRUECURRENT技术计算模块提供输入。这项简单的技术几乎适合每种调光形式，包括模拟调光和TRIAC调光。 FL7730/FL7732 LED驱动器的四个关键特性为：TRUECURRENT技术控制、功率因数校正、线路补偿和调光。这些特性使得单级拓扑能够有效地优化电源状态、功率转换 和负载控制。采用TRUECURRENT技术作为起点，飞兆半导体创建了一种更好的方法来设计用于低功率应用并具有高成本效益的紧凑型LED驱动器。