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在电子工程领域，滤波器作为一种关键的电路元件，广泛应用于信号处理、通信系统、电源管理等多个方面，其作用是允许特定频率范围内的信号通过，同时抑制或衰减其他频率的信号。电压和电流作为电路中的基本物理量，对滤波器的性能有着不可忽视的影响。本文将从理论分析和实际应用两个角度，深入探讨电压和电流如何影响滤波器的特性。 一、电压对滤波器的影响 1.1 滤波器的工作电压范围 首先，滤波器的设计往往基于特定的电压工作范围。不同类型的滤波器（如无源滤波器、有源滤波器）及其内部元件（如电阻、电容、电感、运算放大器等）都有其额定电压限制。当电路中的电压超出这些元件的额定电压时，可能会导致元件损坏，进而影响滤波器的整体性能。因此，在选择和设计滤波器时，必须确保其在预期的工作电压范围内稳定运行。 1.2 电压变化对滤波器参数的影响 电压的变化还可能直接影响滤波器的电气参数，如电容的容值、电感的电感量以及有源滤波器中运算放大器的增益等。虽然这种影响在大多数情况下是微小的，但在高精度或高灵敏度应用中，微小的参数变化也可能导致滤波器性能显著下降。例如，电容的容值随电压变化（称为电压系数）可能导致滤波器的截止频率偏移，影响滤波效果。 1.3 非线性效应 在某些情况下，电压的极端变化还可能引发滤波器的非线性效应。非线性效应通常表现为输出信号与输入信号之间不再保持严格的线性关系，这可能导致信号失真、谐波产生等不良后果。虽然现代滤波器设计力求减少非线性效应，但在高电压、大电流等极端条件下，仍需特别注意这一问题。 二、电流对滤波器的影响 2.1 电流承载能力 滤波器的电流承载能力是其设计中的一个重要参数。当电路中的电流超过滤波器的额定电流时，可能会导致元件过热、烧毁，甚至引发火灾等安全事故。因此，在选择滤波器时，必须根据电路的实际电流需求进行匹配，确保滤波器能够安全、可靠地工作。 2.2 电流分布与热效应 电流在滤波器中的分布不均可能导致局部过热，进而影响滤波器的性能和使用寿命。特别是在高频、大功率应用中，电流的热效应尤为显著。因此，滤波器的设计需要考虑散热问题，通过优化元件布局、增加散热片等措施来降低温度，保证滤波器的稳定运行。 2.3 电流对滤波器动态性能的影响 电流的快速变化（如脉冲电流、瞬态电流）可能对滤波器的动态性能产生影响。例如，在电源滤波中，负载的突然变化会导致电流的快速波动，这要求滤波器具有较快的响应速度和较高的稳定性，以维持输出电压的平稳。因此，在设计滤波器时，需要充分考虑电流的动态特性，选择合适的元件和拓扑结构来满足应用需求。 三、电压与电流的综合影响 在实际应用中，电压和电流往往同时作用于滤波器，它们之间的相互作用可能产生更为复杂的影响。例如，在高电压、大电流条件下，滤波器的非线性效应可能更加显著；同时，电流的热效应也可能加剧电压对滤波器参数的影响。因此，在设计和使用滤波器时，需要综合考虑电压和电流的双重影响，采取相应的措施来优化滤波器的性能。 四、结论 综上所述，电压和电流作为电路中的基本物理量，对滤波器的性能具有显著的影响。在设计和使用滤波器时，必须充分考虑电压和电流的工作范围、参数变化、非线性效应以及热效应等因素，以确保滤波器能够稳定、可靠地工作。同时，随着电子技术的不断发展，新型滤波器材料和技术的不断涌现，也为进一步优化滤波器的性能提供了更多的可能性。未来，随着对滤波器性能要求的不断提高，对电压和电流影响的研究也将更加深入和细致。

USB充电器的重要性在现代生活中已无法忽视，不仅仅是提供了方便快捷的充电方式，更因为它显示出科技发展的突破性。数字的时代下，我们生活更加依赖于各种智慧装置，如手机、平板电脑、耳机等，而对应于装置的USB充电器，在广泛普及和技术演进后，便为我们带来了无穷的便利。 潜在风险 一般USB充电器外观都会标示输入及输出电压、电流范围，例如：输入100-240V~50-60Hz 1A, 输出 5V/2A。但市面上各式USB充电器其实设计质量良莠不齐，若消费者使用标示与实际供电不符的USB充电器，很容易产生损坏装置的风险。因USB充电器的电压、电流等规格，会影响装置的充电速度和安全性，当标示与实际供电不符，就可能导致装置过充、过热，甚至烧毁。 实际案例 百佳泰经手过多款USB充电器检测案例，曾发现USB充电器在模拟充电的过程中出现不符合规格的问题。以下分享三个USB充电器输出测试的实际案例： 案例一：规格为输出5V/2A 当负载为2A时，电压维持在5.33V。此案例的问题在于充电时，电压超过5V正负5%标准上限(5.25V)，用此充电器的风险是可能使待充的电子产品因电压太高而损坏，严重可能导致烧毁。 案例二：规格为输出5V/3A 当负载为3A时，电压维持在4.86V。此案例为正常的，在仿真充电时电压能维持在5V正负5%(4.75V~5.25V)内。 案例三：规格为输出5V/1A 當負載為0.95A時，電壓即快速下当负载为0.95A时，电压即快速下降至4.59V以下。该款USB车充未达到5V正负5%标准(4.75V~5.25V)，当接上0.95A的负载时，轻则因供电不足而使装置无动作；重则因负载过重而造成装置损坏甚至有火烧车的风险。 由上述案例一及案例三的Fail状况可知，面对众多质量不一的USB充电器，若无法有效查验，就只能冒着故障或烧毁的风险来使用。

我想写一篇关于数学通道的新文章,对捕获到的原始数据应用数学通道功能可以揭示很多信息。数学通道真正的美妙之处在于，它可应用于已保存的文件(可能已经保存了很多年)，以显示出关于故障的新信息。 数学通道应用的注意事项: 1.确保屏幕上有足够多的样本（理想情况下，至少100万个样本）； 图2 最少100万个样本 2.确保屏幕上有足够多的数据，包含所需的相关信息，比如电压波动或一些特定的周期、事件； 3.PicoScope软件屏幕上数据完整，不要中途停止对屏幕上信号的捕获； 4.确保你捕获的信号在捕获期间的任何时刻都不会超出范围； 5.对原始信号低通滤波可以从波形中去除噪声/尖峰，这将具有“平滑”显示数学通道的效果。 下面的波形是一个典型的例子。 这里有一个起动机在相对压缩试验期间(发动机不启动)的电源电压和起动机电流。 波形有足够的样本，有多个压缩事件的完整的屏幕、缓冲区数据，并且在任何一点都没有超出范围。 为了提高数学通道的显示效果，把1 kHz低通滤波分别应用在通道A和通道B上。 从数学通道A / B（电压除以电流）开始，我们可以计算出起动过程中的电路电阻。观察在每个压缩事件中的电阻是如何随着经过起动电机的电流而成比例减小的（欧姆定律）。 图3 电阻 如果我们将通道A和通道B相乘，电压*电流（A*B），就得到了压缩时电能的瓦特（功率）峰值，约为1.28千瓦。 图4 功率 已知该发动机的气缸数（4缸），我们可以根据电流峰值确定完成两次压缩事件的频率（时间标尺之间比较明显）。 一个4冲程4缸发动机每转一圈会产生两次压缩事件，如果我们知道这些事件的频率，乘以60就能得到转速（频率/RPM图例中显示的起动速度）。 在这种设想下，转速的数学公式是60/2*freq(B)。 注意在整个捕获过程中稳定的起动速度大约为280转。 图5 转速 我们已经知道了功率和转速，乘上常数95（N·m）我们就可以得到扭矩。公式如下:9.5*(A*B)/(60/2*freq(B))。 图6 扭矩 上面的波形显示了以通道B(电流)作为参考，扭矩最大值出现在最大压缩处。 正如你所看到的，我们一开始捕捉到的只有电压和电流，但使用数学通道获得了电阻、功率、转速和扭矩。 作者：Steve Smith

现在很多单片机都有 ADC 功能了， 10 位或者 12 位的，使用 ADC 测量电压是很方便的，测量电阻阻值的话可以使用欧姆定律进行分压然后测量分压后的电压即可计算出电阻阻值，最简单的电阻测量电路如下图： 这时候测量点的电压计算公式为： Vo=R2 / (R1 + R2) * Uref 。 这是最简单的测量计算方法。但是因为简单也会导致不少小问题，比如如果 R1 取值为 2K ， Uref 为 5V ，而 R2 的阻值范围在 5 到 10 欧姆左右，那么 R2 分得的电压 Vo=0.01247 到 0.02488 ，电压变化的范围过小，如果 ADC 是 12 位的， ADC 的参考电压为 3.3V ，这时候 ADC 的采集值的范围在 15 到 30 ，也就是 AD 值的变化范围有 30-15=15 个，而电阻的变化范围为 10-5=5 欧姆，也就是 5 欧姆的变化范围用 15 个 AD 值的变化来计算，那么 AD 测量的精度就是： 5 欧姆 / 15 个 = 0.33 欧姆，也就是 AD 值加 1 ，计算得到的电阻值就要加 0.33 欧姆，这精度着实让人接受不了。 再比如 R1 和 Uref 的值不变，而 R2 的阻值范围在 1K 到 2K 之间，同样的计算方法得到 R2 的分压值 Vo=1.1 到 1.65 伏， AD 值的范围为 1365 到 2048 ， AD 的测量精度为： 1K/(2048-1365)=1.46 。奇怪的是为什么 AD 值的范围这么大了，精度反而更很差劲呢？因为电阻的取值范围很宽，导致精度降低了。 怎么办？我想要测量一个比较精密的电阻的阻值 R2 ，该怎么办？下面的方法是网上的电桥测量电阻的方法，我为了测量方便有所修改。电阻网络电路如下图： R2 的电阻阻值大约在 100 到 200 欧姆，我们取一个参考电阻 R3 为 100 欧， R1 和 R3 阻值相同为 2K 。这样得到了 U1 和 U2 两个分压值， U2 为固定电压 U2=100 / (100+2000) * Uref 。 U1 的值根据 R2 的变化而改变： U1=R2 / (R2+2000) * ref 。得到了 U1 和 U2 之后可以计算压差： △U=U1-U2 ，将这两个电压输入到运算放大器中去进行合理放大，使得得到的输出电压范围在 ADC 参考电压范围内尽可能的宽，这样使用 ADC 就能更加精确地测量到电压值。使用运放进行放大的电路如下图： 在 R5=R6 ， R7=R8 的情况下，运放的放大倍数 m=R7 / R5 。电路中的放大倍数为 m=20 。经运放放大后得到了 Uo 送到单片机系统的 ADC 中去进行 AD 采样。那么我们可以计算一下 ADC 测量得到的 AD 值和电阻 R2 之间的关系。 现在假定 ADC 系统的参考电压为 Uadc ， ADC 采样位数为 12 位， ADC 的测量值为 A ，那么 Uo 的计算公式如下： Uo = A / 4096 * Uadc 而 Uo 也是运放的输出电压，根据电桥网络和运放进行计算可以得到： Uo = (U1-U2) * m = ( (R2/(R1+R2) - R4/(R3+R4) ) * Uref * m 也就是说： ( (R2/(R1+R2) - R4/(R3+R4) ) * Uref * m = A / 4096 * Uadc ----------------------------① 上式中 R1 、 R3 、 R4 、 m 、 Uref 、 Uadc 都是已知的，那么根据 ADC 测量得到的值 A’ 就可以轻松计算出来电阻 R2 的阻值。 上面说的是理论上的计算方式，的确是这样的，但是往往现实都比较残酷，由于电阻都有误差而且运放也不是绝对精密，那么已知的 R1 、 R3 、 R4 、 m 、 Uref 、 Uadc 几个参数都是和真实值有微小差别的，例如电阻 R1 的标称电阻为 2K ，误差为 1% ，万用表测量得到的阻值为 1980 欧姆，显然误差是有的，直接带入式子进行计算是不可行的。那怎么办呢？ 解决办法总是有的。前面公式 ① 中是根据 ADC 的测量值和几个已知参数来求电阻 R2 的阻值，那么我们就反过来，使用若干组已知的固定阻值的 R2 电阻接入电阻网络并测量出 AD 值 A ，来计算 R1 、 R3 、 R4 、 m 、 Uref 、 Uadc 几个参数，但是这几个参数有点多， 6 个未知参数需要 6 组式子才能解出来，非常的费劲，那么我们就简化一下计算方式。 我们将 R4 设为 0 欧姆，也就是 U2 接到 GND ， U2=0 ，这样式子 ① 就能简化成： R2/(R1+R2) * Uref * m = A / 4096 * Uadc ----------------------------② 这不简单多了！好，现在我们要求出式子中的 R1 的阻值和放大倍数 m ，两个未知数我们就需要两组已知的点 (R2 ， A) 来求出参数 R1 和 m 。这样取第一个点的测试电阻为 R21 ， AD 值为 A1 ，第二个点的测试电阻为 R22 ， AD 值为 A2 ，带入到式子 ② 中去得到： R21/(R1+R21) * Uref * m = A1 / 4096 * Uadc R22/(R1+R22) * Uref * m = A2 / 4096 * Uadc 上面的式子除以下面的式子可以得到： (R21/(R1+R21)) / (R22/(R1+R22)) = A1 / A2 进过整理之后得到： R1=(R21 * R22) * (A2 - A1) / (R22A1 - R21 * A2) 这就求出来了 R1 的阻值了。 然后我们再求 m 的值，根据式子 ② 可以得到 m 的计算公式为： m = (A / 4096 * Uadc) / (R2/(R1+R2) * Uref) 我们将电阻网络的电源和 ADC 系统的参考电源连接到一起，也就是说 Uref=Uadc ，我们要保证电源的稳定性，可以使用 TL431 或者 REF3030 等高精度稳压芯片生产稳定电压源为电阻网络和 ADC 系统供电。由于 Uref=Uadc ，这样的话上面的式子得到了简化： m = (A / 4096) / (R2/(R1+R2)) 整理得到： m = A(R1+R2) / (4096 * R2) ----------------------------③ 式子 ③ 中 R1 在前面已经算出来了，那么 m 也求出来了。 到这里我们已经求出来了 R1 和 m 的值，后面就能根据这两个参数和测量出来的 AD 值求出来待测电阻 R2 的值了。由于 Uref=Uadc ，式子 ② 变成： R2/(R1+R2) * m = A / 4096 整理得到： R2 = A * R1 / (4096*m - A) ----------------------------④ 式子 ④ 已经简单到只需要 A 、 R1 、 m 就能计算出来 R2 的阻值了，并且使用的 R1 和 m 都是我们自己计算出来的值，而不是直接使用理论计算出来的值，精度提高了不少。同时我们可以发现由于 Uref=Uadc ，上面的式子 ② 两端约分了，所有计算竟然和 Uref 、 Uadc 没有关系了，也就是说不管 Uref 、 Uadc 怎么变动，只要 Uref 和 Uadc 一直是相等的，所有参数和阻值的计算都不涉及到 Uref 和 Uadc 。但是我们最好要保证 Uadc 的稳定，不然测量出来的 AD 值会不准确的。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

如图 (01) 这个电路，有两个电池和一个电阻串联。这个电路中，是电池 E1 对电池 E2 充电，还是电池 E2 对电池 E1 充电？ 图 (01) 我们测量一下电压 U1 和电压 U2 。如果电压 U1 大于电压 U2 ，就可以判断电阻 R 左端电位高于右端电位，显然电阻中电流方向是从左向右，如图 (02) 所示。此时我们就可以判断是电池 E1 对电池 E2 充电。当然，如果测量 U1 和 U2 结果相反，那就是 E2 对 E1 充电。 E1 对 E2 充电，意味着能量从 E1 流出，而流入 E2 。 图 (02) 从图 (02) 中我们可以看出：当电压方向与电流方向相反时 ( 例如上图的左边 ) ，能量流出 E1 ，当电压方向与电流方向相同时 ( 例如上图的右边 ) ，能量流入 E2 。 这是不是可以普遍应用的规律？根据电压的定义，这确实是可以普遍应用的规律。 不但在直流电路中是如此，在交流电路中仍然是如此。 图 (03) 简单交流电路中，仅有一个交流电源 E 和一个电阻 R 作为负载。我们假定电路中电压和电流正方向如图中所示。 图 (03) 我们知道，电阻中的电流与两端电压相位相同，电阻 R 两端电压 u 与其中电流 i 关系的波形如图 (04) 所示。 图 (04) 图 (04) 波形，前半个周期电阻两端电压 u 和通过电阻的电流 i 均为正方向，由前面所述，能量流入电阻 ( 转化成为热 ) 。后半个周期，电阻两端电压为负，通过电阻的电流也为负，二者仍然方向相同，能量是流入电阻转化成为热。 只有交流电压过零那一瞬间，电压与电流同时为零，其乘积也为零，没有能量传输，但其它时间，能量均是流入电阻的。　 然而，我们把图 (03) 中电阻替换成一个电感如图 (05) ，情况就大不一样了。为简单起见，暂时我们不考虑电感中的种种损耗，假定图 (05) 中电感 L 是个理想电感。另外，我们只考虑最简单的正弦电压波形。 图 (05) 　 我们都知道：电感两端电压 u 超前于电感中电流 i ，对理想电感，超前的角度为 90° 。图 (05) 电路中电压电流波形如图 (06) 。图中蓝色波形为电感两端电压波形，红色波形为电感通过电流波形。 图 (06) 　　 图 (06) 中电压和电流波形，有时方向相同，有时方向相反。为更详细分析能量流动方向，在图 (07) 中我们把交流的一个周期分成几个阶段分析。 图 (07) 　 图 (07) 中，我们选取电流由负变正那一时刻开始分析。此一时刻之后的四分之一周期记为阶段 1 。阶段 1 中，电压和电流虽然在不断变化，电压在减小电流在增加，但电压和电流均为正 ( 为正的意思就是与图 (05) 中标注的方向相同 ) 。由此得出：在阶段 1 ，能量从交流电源 E 流出，流入电感 L 。 阶段 1 之后的四分之一周期记为阶段 2 。阶段 2 中电压和电流也在不断变化，但电压为负电流为正。电压与电流方向相反，由此得出：阶段 2 中，能量由电感 L 流出，流入交流电源 E 。 阶段 2 之后的四分之一周期记为阶段 3 。阶段 3 中电压和电流仍在不断变化，但从图 (07) 中可以看出，这一阶段中电压和电流均为负 ( 和图 (05) 中标注的方向相反 ) 。二者均为负，方向相同，由此得出：阶段 3 中，能量由交流电源 E 流出，流入电感 L 。　　 阶段 3 之后的四分之一周期记为阶段 4 。阶段 4 中电压为正而电流为负，二者方向相反，由此得出：阶段 4 中，能量由电感 L 流出，流入交流电源 E 。　　 阶段 5 和阶段 1 完全相同，不再赘述。　 由上面所述，对理想电感，交流的每个周期内，有两次 ( 各四分之一周期 ) 能量是从交流电源流入电感，有两次 ( 各四分之一周期 ) 能量是从电感流入交流电源。而且，由正弦波形的对称性，阶段 1 从交流电源流入电感的能量从数量上说必定与阶段 2 从电感流出到交流电源的能量相等。　 所以，在交流电源与理想电感构成的如图 (05) 的电路中，能量在电源和电感之间往复流动，往复的频率为交流电频率的二倍。在交流电的一个周期内，电源对负载做功的平均值为零。正因为如此，图 (05) 中交流电压 u 的有效值和交流电流 i 的有效值的乘积，并不表示电源做功的功率。这个乘积，称为视在功率。在图 (05) 电压电流相位差为 90° 情况下，交流电源发出的功率完全是无功功率。 如果图 (05) 中的电感换成理想电容，电路达到稳态时，交流电流将超前于电压 90° 。从图 (06) 和图 (07) 中推出的能量流动方向在电容电路中依然适用，即交流的一个周期内，两次能量由电源流入电容，两次能量由电容返回电源。在交流的一个周期内，电源对电容做功的平均值为零。 但是，理想情况是不存在的。导线总具有一定电阻，实际的电感也总具有一定电阻。这样的负载如图 (08) 所示。 图 (08) 　 这种情况下，电流落后于电压的角度就不到 90° ，而是 0 ～ 90° 之间的某个值。图 (09) 中画出了这种情况下电压和电流波形。 图 (09) 我们同样可以把交流的一个周期分成几个阶段来考虑。　 从电流自负而正过零点为时间的开始，阶段 1 到电压自正而负过零点结束，阶段 2 到电流自正而负过零点结束，阶段 3 到电压自负而正过零点结束，阶段 4 到电流自负而正过零点结束。 图 (09) 中，阶段 1 里面电压与电流方向相同，电源 E 对电感 L 和电阻 R 做功。阶段 2 ，电压与电流方向相反，电感 L 中储存的能量返回电源，同时有一部分能量消耗在电阻 R 中。阶段 3 电压与电流方向相同，电源 E 对电感 L 和电阻 R 做功。阶段 4 ，电压与电流方向相反，电感 L 中储存的能量返回电源，同时有一部分能量消耗在电阻 R 中。 我们看到，含电阻的电感性负载，在交流的一个周期内，仍然有一部分能量返回到电源。但与图 (05) 的理想情况不同，一个周期内返回到电源的能量只有电源输出能量的一小部分而不是全部。 问题在于：交流电源是否允许能量返回到电源？这可不是默认确定的。某些电源允许能量返回，但另一些电源却不允许能量返回。 图 (10) 　 图 (10) 是个很常见的音频推挽功率放大器。 T1 和 T2 是互补的两支三极管， SP 是扬声器， E1 和 E2 是直流电源。为简单起见， T1 和 T2 的驱动电路图中未画出。 动圈式扬声器的结构是铜或铝线绕制的音圈放置于磁铁的磁场缝隙中，音圈中通过电流时就会受到磁场作用力，推动扬声器的振膜运动发声。动圈式扬声器是典型的既含电感又含电阻的负载。　 我们知道，推挽功率放大器两支管子，可以工作于甲类、乙类或者甲乙类。　　 推挽工作于甲类，就是一个周期内任一管子中总有电流，不会中断，即在交流的一个周期内不会有一段时间电流为零。也就是说，图 (11) 中 T1 管中电流 I1( 用绿色表示 ) 和 T2 管中电流 I2( 用蓝色表示 ) 无论何时总不会中断。图 (11) 中我们可以看出：负载中的电流 I 为 T1 中电流 I1 与 T2 中电流 I2 之差。　 推挽工作于乙类，就是两管轮流导通，任何时刻总有一管中电流为零，换句话说，图 (11) 中 T1 管中电流 I1( 用绿色表示 ) 和 T2 管中电流 I2( 用蓝色表示 ) 绝不会同时出现。　 推挽工作于甲乙类，就是图 (11) 中 T1 管中电流 I1( 用绿色表示 ) 和 T2 管中电流 I2( 用蓝色表示 ) 有中断之时，也有同时出现之时。 如果图 (10) 中的音频推挽功率放大器工作于甲类，那么既含电阻又含电感的动圈式扬声器负载 SP ，在图 (09) 的阶段 2 ，可以将电感中能量返回到放大器。在图 (09) 的阶段 1 ，图 (11) 中 A 点电压为正，但到阶段 2 的开始， A 点电压转为负值，由图 (09) 中我们看到：扬声器中电流却要继续在正方向流动。对甲类工作的推挽功率放大器来说，这不成问题：只要电流 I1 稍大于 I2 ，就可以让扬声器 SP 中电流按照原来 ( 阶段 1) 的方向流动。也就是说，对甲类推挽功率放大器来说，允许负载向电源 ( 推挽功率放大器 ) 返回能量。 图 (11) 　　 但对乙类推挽功率放大器，可就不一样了。乙类推挽功率放大器中，电流 I1( 绿色 ) 和电流 I2( 蓝色 ) 绝不同时出现。 I2 产生之时， I1 必定为零。在图 (09) 中的阶段 2 ，图 (11) 中三极管 T1 已经关断，三极管 T2 导通， SP 中电流仍要按照图中红色箭头所指方向流动。但这是不可能的，因为三极管 T1 已经关断， T2 虽然导通，但 T2 不允许电流反方向流动，只能从 T2 发射极到集电极。如果 SP 中电流继续按照图 (11) 红色箭头方向流动，结果三极管就会被击穿。 不过，早期的晶体管收音机多数采用如图 (10) 那样的推挽功率放大电路和动圈式扬声器，怎么就没有发生三极管损坏的事情呢？ 那是因为，第一扬声器的电感性并不强，主要是电阻性。普通动圈式扬声器标称阻抗若为 4 欧，用万用表测量电阻，大约 3.2 欧左右。可见动圈式扬声器仍然是电阻性为主。电感性不强，返回功率放大器的能量就不会很大。第二，三极管被击穿不一定损坏，只有损耗功率超出允许值才会损坏。我们常用的稳压管，长期在击穿状态下工作，只要功率损耗在额定值之内，就不会损坏。第三，这类推挽功率放大器均工作于甲乙类状态，也就是说，当 T2 中电流增加到某一比较小的数值时 T1 才彻底关断。在 T1 和 T2 中均有电流情况下，允许扬声器中能量返回到放大器。　　 然而， “ 即使被击穿也不会损坏 ” ，仅限于音频功率为百多 mW ，顶多 1 ～ 2W 的便携式收音机等，如果放大器输出功率较大 ( 当然，与之相配的扬声器也大 ) ，从扬声器返回功率放大器的能量相对就较大，功率放大器中的管子就可能损坏。尤其是这类功率放大器为提高效率，总是让电路工作于尽量接近于乙类。　　 其实从图 (10) 和图 (11) 中可以看出，要保护 T1 和 T2 不被击穿而损坏，只要与 T1 和 T2 各反并联一支二极管。反并联二极管后，扬声器中储存的能量就可以通过二极管返回到直流电源，而不会使 T1 和 T2 两端电压增加太多而击穿损坏。　 从早期音频功率放大器芯片说明书中典型应用电路，就可以看出上述关于扬声器能量返回问题。图 (12) 是典型的 18W 输出音频功率放大器芯片 TDA2030A 说明书中的应用电路。图中可以看到，放大器输出端 (4 脚 ) 对电源正端和电源负端各接了一支普通二极管 1N4001 。之所以要接这样两支二极管，目的就是防止扬声器中储存的能量向推挽功率管倒流时击穿功率管，因为较大功率的音频放大器芯片往往电源电压用到极限值，没有多少富余量，而且扬声器功率较大，可以储存的能量也较大。 图 (12) 那么，为什么不是所有的音频功率放大器芯片都要求在外部接上这么两支二极管？这是因为，多数音频功率放大器芯片把这两支二极管做到了芯片内部，这并不困难。例如，输出功率达到 80W 的 LM12 芯片就把两支二极管做到了芯片内部，如图 (13) 红色圈内所示。 图 (13) 　　 图 (13) 就是音频功率放大器芯片 LM12 内部电路， Q14 和 Q15 就是为防止输出端负载储存能量倒流入放大器致使 Q12 或者 Q13 击穿设置的。实际上， Q14 和 Q15 利用了其发射结，而将管子的集电极接到了电源上。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。