标签: 线性稳压器

1 反激式电源中的铁氧体磁放大器 对于两个输出端都提供实际功率(5V 2A 和 12V 3A，两者都可实现± 5%调节)的双路输出反激式电源来说，当电压达到 12V 时会进入零负载状态，而无法在 5%限度内进行调节。 线性稳压器是一个可实行的解决方案，但由于价格昂贵且会降低效率，仍不是理想的解决方案。 我们建议的解决方案是在 12V 输出端使用一个磁放大器，即便是反激式拓扑结构也可使用。 为了降低成本，建议使用铁氧体磁放大器。 然而，铁氧体磁放大器的控制电路与传统的矩形磁滞回线材料(高磁导率材料)的控制电路有所不用。 铁氧体的控制电路(D1 和 Q1)可吸收电流以便维持输出端供电。 该电路已经过全面测试。 变压器绕组设计为 5V 和 13V 输出。 该电路在实现 12V 输出± 5%调节的同时，甚至还可以达到低于 1W 的输入功率(5V 300 mW 和 12V 零负载)。 图 1 2 使用现有的消弧电路提供过流保护 考虑一下 5V 2A 和 12V 3A 反激式电源。该电源的关键规范之一便是当 12V 输出端达到空载或负载极轻时，对 5V 输出端提供过功率保护(OPP)。这两个输出端都提出了± 5%的电压调节要求。 对于通常的解决方案来说，使用检测电阻会降低交叉稳压性能，并且保险丝的价格也不菲。而现在已经有了用于过压保护(OVP)的消弧电路。该电路能够同时满足 OPP 和稳压要求，使用部分消弧电路即可实现该功能。 从图 2 可以看出，R1 和 VR1 形成了一个 12V 输出端有源假负载，这样可以在 12V 输出端轻载时实现 12V 电压调节。在 5V 输出端处于过载情况下时，5V 输出端上的电压将会下降。假负载会吸收大量电流。R1 上的电压下降可用来检测这一大量电流。Q1 导通并触发 OPP 电路。 图 2 3 有源并联稳压器与假负载 在线电压 AC 到低压 DC 的开关电源产品领域中，反激式是目前最流行的拓扑结构。这其中的一个主要原因是其独有的成本效益，只需向变压器次级添加额外的绕组即可提供多路输出电压。 通常，反馈来自对输出容差有最严格要求的输出端。然后，该输出端会定义所有其它次级绕组的每伏圈数。由于漏感效应的存在，输出端不能始终获得所需的输出电压交叉稳压，特别是在给定输出端因其它输出端满载而可能无负载或负载极轻的情况下更是如此。 可以使用后级稳压器或假负载来防止输出端电压在此类情况下升高。然而，由于后级稳压器或假负载会造成成本增加和效率降低，因而它们缺乏足够的吸引力，特别是在近年来对多种消费类应用中的空载和 / 或待机输入功耗的法规要求越来越严格的情况下，这一设计开始受到冷落。 图 3 中所示的有源并联稳压器不仅可以解决稳压问题，还能够最大限度地降低成本和效率影响。 图 3：用于多路输出反激式转换器的有源并联稳压器。 该电路的工作方式如下：两个输出端都处于稳压范围时，电阻分压器 R14 和 R13 会偏置三极管 Q5，进而使 Q4 和 Q1 保持在关断状态。在这样的工作条件下，流经 Q5 的电流便充当 5V 输出端很小的假负载。 5V 输出端与 3.3V 输出端的标准差异为 1.7V。当负载要求从 3.3V 输出端获得额外的电流，而从 5V 输出端输出的负载电流并未等量增加时，其输出电压与 3.3V 输出端的电压相比将会升高。 由于电压差异约超过 100 mV，Q5 将偏置截止，从而导通 Q4 和 Q1 并允许电流从 5V 输出端流到 3.3V 输出端。该电流将降低 5V 输出端的电压，进而缩小两个输出端之间的电压差异。 Q1 中的电流量由两个输出端的电压差异决定。因此，该电路可以使两个输出端均保持稳压，而不受其负载的影响，即使在 3.3V 输出端满载而 5V 输出端无负载这样最差的情况下，仍能保持稳压。 设计中的 Q5 和 Q4 可以提供温度补偿，这是由于每个三极管中的 VBE 温度变化都可以彼此抵消。二极管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，从而无需在设计添加散热片。 该电路只对两个电压之间的相对差异作出反应，在满载和轻负载条件下基本不起作用。由于并联稳压器是从 5V 输出端连接到 3.3V 输出端，因此与接地的并联稳压器相比，该电路的有源耗散可以降低 66%。其结果是在满载时保持高效率，从轻负载到无负载的功耗保持较低水平。 4 采用 StackFET 的高压输入开关电源 使用三相交流电进行工作的工业设备常常需要一个可以为模拟和数字电路提供稳定低压直流电的辅助电源级。此类应用的范例包括工业传动器、UPS 系统和能量计。 此类电源的规格比现成的标准开关所需的规格要严格得多。不仅这些应用中的输入电压更高，而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常宽的波动—包括跌落时间延长、电涌以及一个或多个相的偶然丢失。而且，此类辅助电源的指定输入电压范围可以达到 57 VAC 至 580 VAC 之宽。 设计如此宽范围的开关电源可以说是一大挑战，主要在于高压 MOSFET 的成本较高以及传统的 PWM 控制环路的动态范围的限制。StackFET 技术允许组合使用不太昂贵的、额定电压为 600V 的低压 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成电源控制器，这样便可设计出简单便宜并能够在宽输入电压范围内工作的开关电源。 图 4：采用 StackFET 技术的三相输入 3W 开关电源。 该电路的工作方式如下：电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统，甚至来自单相系统。三相整流器由二极管 D1-D8 构成。电阻 R1-R4 可以提供浪涌电流限制。如果使用可熔电阻，这些电阻便可在故障期间安全断开，无需单独配备保险丝。pi 滤波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 构成，可以过滤整流直流电压。 电阻 R13 和 R15 用于平衡输入滤波电容之间的电压。当集成开关(U1)内的 MOSFET 导通时，Q1 的源端将被拉低，R6、R7 和 R8 将提供栅极电流，并且 VR1 到 VR3 的结电容将导通 Q1。齐纳二极管 VR4 用于限制施加给 Q1 的栅极源电压。当 U1 内的 MOSFET 关断时，U1 的最大化漏极电压将被一个由 VR1、VR2 和 VR3 构成的 450 V 箝位网络箝位。这会将 U1 的漏极电压限制到接近 450 V。 与 Q1 相连的绕组结束时的任何额外电压都会被施加给 Q1。 这种设计可以有效地分配 Q1 和 U1 之间的整流输入直流电压和反激式电压总量。 电阻 R9 用于限制开关切换期间的高频振荡，由于反激间隔期间存在漏感，箝位网络 VR5、D9 和 R10 则用于限制初级上的峰值电压。 输出整流由 D1 提供。C2 为输出滤波器。L2 和 C3 构成次级滤波器，以减小输出端的开关纹波。 当输出电压超过光耦二极管和 VR6 的总压降时，VR6 将导通。输出电压的变化会导致流经 U2 内的光耦二极管的电流发生变化，进而改变流经 U2B 内的晶体管的电流。当此电流超出 U1 的 FB 引脚阈值电流时，将抑制下一个周期。输出稳压可以通过控制使能及抑制周期的数量来实现。一旦开关周期被开启，该周期便会在电流上升到 U1 的内部电流限制时结束。R11 用于限制瞬态负载时流经光耦器的电流，以及调整反馈环路的增益。电阻 R12 用于偏置齐纳二极管 VR6。 IC U1 (LNK 304)具有内置功能，因此可根据反馈信号消失、输出端短路以及过载对该电路提供保护。由于 U1 直接由其漏极引脚供电，因此不需要在变压器上添加额外的偏置绕组。C4 用于提供内部电源去耦。 5 简化EMI滤波器电路并降低其成本 该电路可以简化 AC/DC 转换器中的 EMI 滤波器电路并降低其成本。 要使 AC/DC 电源符合 EMI 标准，就需要使用大量的 EMI 滤波器器件，例如 X 电容和 Y 电容。AC/DC 电源的标准输入电路都包括一个桥式整流器，用于对输入电压进行整流(通常为 50-60 Hz)。由于这是低频 AC 输入电压，因此可以使用如 1N400X 系列二极管等标准二极管，另一个原因是这些二极管的价格是最便宜的。 这些滤波器器件用于降低电源产生的 EMI，以便符合已发布的 EMI 限制。然而，由于用来记录 EMI 的测量只在 150 kHz 时才开始，而 AC 线电压频率只有 50 或 60 Hz，因此桥式整流器中使用的标准二极管(参见图5-1)的反向恢复时间较长，且通常与 EMI 产生没有直接关系。 然而，过去的输入滤波电路中有时会包括一些与桥式整流器并联的电容，用来抑制低频输入电压整流所造成的任何高频波形。 如果在桥式整流器中使用快速恢复二极管，就无需使用这些电容了。当这些二极管之间的电压开始反向时，它们的恢复速度非常快(参见图 5-2)。这样通过降低随后的高频关断急变以及 EMI，可以降低 AC 输入线中的杂散线路电感激励。 由于 2 个二极管可以在每半个周期中实现导通，因此 4 个二极管中只需要 2 个是快速恢复类型即可。同样，在每半个周期进行导通的两个二极管中，只需要其中一个二极管具有快速恢复特性即可。 图 5-1：在 AC 输入端使用桥式整流器的 SMPS 的典型输入级。 图 5-2：输入电压和电流波形显示了反向恢复结束时的二极管急变。 6 用软启动禁止低成本输出来遏制电流尖峰 为满足严格的待机功耗规范要求，一些多路输出电源被设计为在待机信号为活动状态时断开输出连接。 通常情况下，通过关闭串联旁路双极晶体管(BJT)或 MOSFET 即可实现上述目的。对于低电流输出，如果在设计电源变压器时充分考虑到晶体管的额外压降情况，则 BJT 可成为 MOSFET 的合适替代品，且成本更为低廉。 图6所示为简单的 BJT 串联旁路开关，电压为 12 V，输出电流强度为 100 mA，并带有一超大电容(CLOAD)。晶体管 Q1 为串联旁路元件，由 Q2 根据待机信号的状态来控制其开关。电阻 R1 的值是额定的，这样可确保 Q1 有足够的基值电流在最小 Beta 和最大的输出电流下以饱和的状态工作。 PI 建议额外添加一个电容器(Cnew)，用以调节导通时的瞬态电流。如果不添加 Cnew，Q1 在导通后即迅速进入电容性负载，并因而产生较大的电流尖峰。为调节该瞬态尖峰，需要增加 Q1 的容量，这便导致了成本的增加。 用作 Q1 额外“密勒电容”的 Cnew 可以消除电流尖峰。该额外电容可限制 Q1 集电极的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充电电流就越少。为 Cnew 指定电容值，使得 Q1 的理想输出 dv/dt 值与 Cnew 值相乘等于流入 R1 的电流。 简单的软启动电路可以禁止待机时的电源输出，同时消除导通时的电流尖峰因此，可利用小型晶体管(Q1)来保持低成本。 式 2 图6：BJT 串联旁路开关 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

案例1：手工焊接导致IC和外围元器件受损 线性稳压器IC和外围元器件通过焊接安装在PCB（印刷电路板）上。量产时是通过自动设备来管理焊接温度和时间的，因此通常不会出现问题。但是在试制或返工等情况下，会使用电烙铁进行手工焊接，这时可能会损坏IC和外围元器件，导致电源电路无法启动（不工作）。 ＜TO252-3封装的电烙铁焊接推荐条件示例＞ 电烙铁温度：380℃以下 焊接时间：4秒以下（每个引脚） 但是，如果超过该条件值，IC可能会因封装开裂或内部键合线脱落等问题而损坏。另外，如果是不建议使用电烙铁进行安装的封装，在试制时不得不使用电烙铁的情况下，损坏风险会增加，因此需要在短时间内进行精心焊接，当电路不能正常启动（工作）时，可以怀疑IC是否受损。 此外，不仅IC会因手工焊接而受损，电阻器和陶瓷电容器等构成外围电路的表面贴装元器件也有同样的可能性。每种元器件的技术规格书等资料中会提供手工焊接的推荐条件，应按照这些条件进行焊接。条件示例如下。 ＜电阻器的手工焊接推荐条件示例＞ 电烙铁头的温度：350℃ 焊接时间：4s Max 次数：1次 功率：20W Max * 0603（0201）、0602（01005）尺寸的产品除外 基本上，元器件的尺寸越小，用电烙铁焊接时越容易受损。特别是1005（0402）尺寸以下的元器件容易受到外部应力的影响，引脚电极可能会因过热或来自电烙铁头的外力而剥落，从而导致开路故障。尤其是重复使用同一产品时容易发生这种问题。引脚电极的剥落很难通过肉眼进行判别。如果通过分压电阻设置的输出电压没有正常工作，或者出现异常波形，可以怀疑是外围元器件受损。 电源电路无法启动（不工作）的原因之一是由于手工焊接导致的IC和外围元器件受损。 ・当通过手工焊接将IC和外围元器件安装到电路板上时，需要遵守每个元器件的手工焊接推荐条件。 ・当元器件采用表面贴装形式，且元器件尺寸越小时，就越容易被手工焊接时的热和机械应力损坏。 LDO和三端稳压器等线性稳压器，因其设计简单且价格低廉而被广泛用于各种应用中，只要是电子电路的设计人员，应该都用过这类电源IC。然而，在某些使用方式、使用条件和负载条件下，可能会发生无法启动的问题。 在“内置线性稳压器的电源无法启动的故障案例”系列中，将会介绍在使用线性稳压器IC的电源电路中发生电源无法启动的案例。 案例2：恒流负载导致的启动故障 内置折返式限流电路的线性稳压器IC，在IC启动前输出端被施加恒流负载时，可能会出现无法启动的问题。 正常负载（电阻、电容）时的启动时序 图1是电流折返特性示例。当IC的输出处于过负载状态、输出电流达到限值时，通过使输出电流限制线性降低的方式来降低输出电压，将IC的功耗保持在限制范围内，从而实现保护。 由于折返式电流限制功能在启动时也起作用，因此IC的启动将遵循其折返特性。首先，我们使用图1和图2来介绍输出负载为正常的电阻或电容时的启动时序。图2为电路的启动波形，其中稳压器输出端连接了100μF的电容器，以及5V时流过500mA的输出（负载）电流的电阻负载。两个图中的（A）～（E）分别表示相同的时间点。 图1. 电流折返特性示例 图2. 启动波形示例 VCC＝12V、VOUT＝5V、COUT＝100μF、IOUT＝500mA 在供给VCC之前的时间点，输出电压和输出电流均为零。IC从被供给VCC的（A）时间点开始启动，输出开始上升。由于输出端连接着100μF的输出电容器，所以输出电流因电容器充电而急剧增加。这种电流被称为“浪涌电流”，如果不加以限制，可能会导致瞬间流过极限大电流。在该示例中，如图所示，电流被限制在300mA左右。 之后，输出电流沿折返曲线呈线性增加，并逐渐对输出电容器进行充电，输出电压也随之沿折返曲线上升，并按照（B）点、（C）点、（D）点推移。 在（D）点，输出电容器的充电基本完成，输出电压达到设定值，输出电流也进入稳定状态。 在（E）点，输出电压充分上升并达到稳定状态，输出电流达到正常负载500mA。 这样，具有折返式限流电路的线性稳压器从零点开始，沿着折返曲线启动。如果负载是电阻或电容，在启动时可能会受到电流限制，但只要有电流提供给输出端，输出电压就一定会上升。 恒流负载的情况 接下来，我们来介绍一下恒流负载的情况。如果在IC启动前对输出施加恒流负载，那么电流会流过IC输出引脚和接地之间的二极管，就会产生正向电压，所以输出引脚电压为-1VF（约-0.7V）。该二极管是IC内置的ESD保护二极管或结构上存在的寄生二极管（图3）。 图3. 如果在启动前被施加了恒流负载， 则在内部二极管中会产生VF， 输出引脚电压变为-1VF。 图4. 启动前施加恒流负载时 例如，假设恒流负载为500mA。图4中的（A）点是IC开始启动的点，如前所述，由于恒流负载，输出电压为负。当IC启动时，输出电流开始流动，但由于输出电压为-0.7V，因此供电电流小于0V时的供电电流，在本例中约为200mA。由于负载是500mA的恒流负载，所以输出电压仅凭200mA的供电电流无法上升，在（B）点处于锁存状态，输出电压无法上升，即发生启动故障。 如果在IC已经完成启动并且输出电压已达到设定电压的状态下连接恒流负载，就可以继续运行。这是因为IC已经处于稳定状态，在本例中则可以充分提供500mA的电流。但是，一旦输出短路（变为0V），就会回到图4中的（A）点，所以会处于前述的在启动前施加恒流负载时发生的状态，同样会出现启动故障。 作为这种故障的对策，可以选用启动时IC能够提供的输出电流值大于恒流负载值的IC。 然而，对于具有折返式限流电路的线性稳压器而言，由于其特性，在0V输出时可以供给的电流值被设置得很小，在很多情况下并不能保证电流值。因此，如果要在启动前施加恒流负载的条件下使用时，可使用过电流保护电路具有电流下垂特性的线性稳压器来解决这个问题。如图5所示，电流下垂型特性在0V输出时可供给的电流值接近于最大输出电流，因此即使有恒流负载也能正常启动。 图5. 过电流保护电路的电流下垂特性示例 图6. 输出引脚的反向电压保护 虽然与处理启动故障并没有直接关系，但是还是要提醒一下：如果恒流负载使IC的输出引脚和接地之间的ESD保护二极管或寄生二极管中流过电流，可能会导致元器件劣化或损坏。要想防止这种情况，可以在输出引脚和接地之间连接肖特基势垒二极管（参见图6）。 关键要点 ・内置折返式限流电路的线性稳压器在启动前被施加恒流负载时，可能会出现无法启动的故障。 ・内置折返式限流电路的线性稳压器的这种故障可以通过使用具有电流下垂特性的过电流保护电路的线性稳压器来解决。 ・如果因恒流负载而使电流流过在IC的输出引脚和接地之间的ESD保护二极管或寄生二极管，则IC可能会劣化甚至损坏，因此需要在IC的输出引脚和接地之间连接肖特基势垒二极管来进行保护。 案例3：直通电流导致的启动故障① 图1显示了与线性稳压器输出端连接的某电路模块的电路电流特性。该电路的设计初衷是在被施加1.8V以上的电源电压时会工作，但实际上在电路稳定工作之前的0.7V附近会流过大电流。如果尚未对低于工作电压的电路工作进行充分验证，这种情况是可能会发生的，并且由于电路不稳定或意外动作，电源和接地之间可能会出现直通电流。 图1. 某电路模块的电路电流特性 图2. 为有直通电流的电路模块供电和折返式限流 图2表示将有直通电流的电路模块连接到“案例2：恒流负载导致的启动故障”中提到的内置折返式限流电路的线性稳压器输出端后的情况。这是将图1的XY轴反置后的特性叠加在电流折返特性（黄绿色曲线）上的示意图。 电路模块从A点开始启动，当电源电压（线性稳压器IC的输出）达到约0.7V时，突然开始流入直通电流，如图1所示，需要流过约800mA的电流（C点）。但是，由于线性稳压器IC的折返限流特性，电流在B点被限制。因无法提供所需的电流，所以输出电压不会上升，出现启动故障。 实际上，受启动时的噪声和寄生元件的影响，很多情况下最终会启动起来，因此只有在量产时发现众多产品中有不启动的个体时，才会注意到设计或评估过程中的缺陷。因此，要想防患于未然，就需要对线性稳压器的供电电路模块的电流特性进行实测，确认没有过大的峰值电流。 关键要点 ・在由内置折返式限流电路的线性稳压器供电的电路模块中，流过较大的峰值电流（如直通电流）时，可能会发生启动故障。 ・为了防止直通电流导致的故障发生，需要在设计和评估阶段通过实测来确认供电的电路模块中没有过大的峰值电流。 案例4：直通电流导致的启动故障② 这种故障类似于“案例3：直通电流导致的启动故障①”，多发生于电路模块的电路电流在电源电压上升时和下降时明显不同的情况。图1为电路电流示例。 图1.电源电压上升时（红色箭头）和下降时（蓝色箭头）电路电流不同的示例 图2. 为有直通电流的电路模块供电和折返式限流 图2表示将该电路模块与“案例2：恒流负载导致的启动故障”中提到的内置折返式限流电路的线性稳压器输出端相连接时的电压上升（图1中的红色箭头）情况。由于工作从Ⓐ点开始，然后向Ⓑ点和Ⓒ点移动并正常启动，所以看起来启动方面并没有什么问题。 下面，我们设想一种情况：当线性稳压器启动时，流过浪涌电流为输出电容器和电路模块中的多个电容器充电。图3为设想的电源配置图。图4是启动波形。针对图1所示的 电压下降时流过很大直通电流的电路模块 ，我们先来讲解一下与不流过这种直通电流的电路模块连接时的情况。 图3.设想的电源配置图 图4.与电压下降时 不流过较大直通电流 的电路模块连接时的启动波形 当线性稳压器的输入VIN上升时，输出VOUT也会随之上升。当VOUT上升到1.8V时，所连接的电路模块开始工作。当线性稳压器的VOUT开始上升时，浪涌电流会流过包括与VOUT相连的输出电容器在内的多个电容器（图4中的ⓐ点）。这时，线性稳压器的输出电流IOUT增加，折返式限流电路工作，因此VOUT会暂时下降到0.6V（图4中的ⓑ点），但为了能够在对电容器完成充电后供给所需的IOUT，输出电压会开始再次上升，并最终达到设定电压（ⓒ点）。在所连接的电路模块中的电流在图1所示的电源电压下降时不增加的情况下，就能像这样正常启动。 接下来，我们再来讲解一下当与电源 电压下降时电路电流会大幅增加的电路模块相连接时 ，线性稳压器的启动工作。同样，我们设想需要对包括输出电容器在内的多个电容器进行充电。图5是在电流折返曲线上叠加了这种情况下线性稳压器工作后的曲线图，图6是其工作波形。 图5.与电压下降时流过较大直通电流的电路模块连接时的启动波形和折返式限流 图6.与电压下降时 流过较大直通电流 的电路模块连接时的工作波形（不启动） 线性稳压器从Ⓐ点开始工作，当VOUT达到1.8V时，电路模块开始工作。当线性稳压器的VOUT开始上升时，浪涌电流会流过包括与VOUT相连的输出电容器在内的多个电容器，线性稳压器的输出电流IOUT会增加，并且在Ⓑ点开始折返式限流工作。 这会导致VOUT折返至Ⓒ点（约0.6V）。在这个电压下，电路模块如图1所示需要大约800mA的电流（Ⓓ点），但折返式限流电路将电流限制在了500mA，所以在Ⓒ点（约0.6V），VOUT无法上升，处于锁存状态而无法启动。 综上所述，我们需要认识到，如果与线性稳压器的输出端相连的电路模块的电路电流特性表现出相对于电源电压没有单纯地增加，或者上升时和下降时的电流之间存在较大差异，那么即使在试制时可以正常工作，其实潜在着当折返式限流电路的特性和浪涌电流值之间未能很好地取得平衡时发生启动故障的风险。 关键要点 ・当作为负载的电路模块在电源电压上升时和下降时电流存在显著差异时，可能会发生启动故障。 ・需要充分评估折返式限流电路的特性和输出电流（负载）的特性。 来源：techclass.rohm

在工业场合为MCU供电 Powering Microcontrollers from Industrial Supply Rails 摘要 像8051、Cortex M0和PIC16这样的MCU被广泛地使用在很多电子设备中，为这些器件供电常常看起来是非常简单的事情。但在工业环境或是其它使用较高电压供电的场合，要为这些器件提供简单的3.3V或是5V的小电流供应就有许多方法可供选择，效率、输出电压纹波、封装和成本等都是选型时要考虑的重要因素。本文为在24V工业环境下为这些器件供电提供了一些参考方案。 一、概述 有许多应用使用小型MCU完成输入、输出控制和通讯过程，这些MCU通常需要3.3V或是5V的电源供应，电流一般只需要5mA~50mA，具体数值常常取决于具体的外设需要。要为这些应用选择正确的电源管理架构，设计师通常需要综合考虑效率、输出电压纹波、封装和成本等因素。 二、使用线性稳压器降低电压 降压的最简单方法是使用线性稳压器。在很多情况下，假如电流很小、效率又不重要的话，这是一个很好的解决方案。但当输入、输出电压差增大时，尤其是在遇到负载电流稍微加大的状况时，稳压器的功率损耗就可能变成一个敏感问题。在工业场合下，输入电压的波动随时都可能发生，所以稳压器的容许输入电压范围必须足够大以便能够承受这种波动。 下表列出立锜科技的一部分可用于24V环境下为MCU供电的线性稳压器，其中列出的最大平均电流数据是由相应封装的热限制所决定的，最大功耗是在普通PCB布局、接地焊盘比器件引脚本身稍大、环境温度为60°C时器件能够承受的数值。表中列出来的型号都是3.3V的，这是最常用的，但其他电压值的状况与此类似。 型号 主要特点 输入电压范围 封装 最大功耗 (TA = 60°C) 24V输入时的最大平均电流 RT9058-33GV 2μA 静态电流，固定输出电压，无使能端 3.5 to 36V SOT23-3 ~ 0.25W 12mA RT9058-33GX 2μA 静态电流，固定输出电压，无使能端 3.5 to 36V SOT89 ~ 0.5W 24mA RT9069-33GB 2μA 静态电流，固定输出电压，含使能端 3.5 to 36V SOT23-5 ~ 0.3W 14mA RT9069-33GX5 2μA 静态电流，固定输出电压，含使能端 3.5 to 36V SOT89-5 ~ 0.55W 26mA RT9069-33GSP 2μA 静态电流，固定输出电压，含使能端 3.5 to 36V PSOP-8 ~ 0.8W 38mA RT9068-33GG 30μA 静态电流，固定输出电压，无使能端 4.5 to 60V SOT223 ~ 0.7W 33mA RT9068GFP RT9068-33GFP 30μA 静态电流，固定或可调输出电压，含使能端 4.5 to 60V MSOP-8 ~ 0.75W 33mA RT9068GSP RT9068-33GSP 30μA 静态电流，固定或可调输出电压，含使能端 4.5 to 60V PSOP-8 ~ 0.8W 38mA 图1示范了部分型号的应用电路图，从中可以看出线性稳压器的电路是极其简单的，通常仅使用1μF的MLCC作为输入、输出电容即可确保其稳定工作。 图1 RT9058和RT9069有一个特别的好处，就是当负载很小时稳压器自身的消耗几乎为0，其静态电流仅仅只有2μA。 三、使用开关型稳压器RT6200降低电压 为了获得较高的电压转换效率，某些情况下必须考虑使用开关型降压转换器。因为是为微型的MCU供电，负载电流很小，转换器的开关损耗在总的转换损耗中要比开关的导通损耗扮演更重要的角色，可它又是必然存在的东西，所以降低开关工作频率成为主要的选择，但由于要以突发模式工作的缘故，由此导致的较高输出电压纹波是必然的结果。 RT6200GE是一款低电流、非同步Buck架构降压转换器，可以工作在36V电压下，其工作频率为1.2MHz，使用SOT-23-6的小型封装，图2显示了它的内部电路框图和应用电路图。由于其较高的工作频率，使用相对较小的电感和输出电容成为可能，输出纹波也会比较小。 图2 在轻负载操作时，RT6200GE工作在电流不连续模式，其上桥MOSFET将根据需要偶尔跳过一些脉冲以保证输出电压处于稳定状态。IC内部嵌入了一个下桥MOSFET用于适时地为自举电容充电。由于负载电流不大，外部肖特基二极管可以选用电流较小的型号，同样是因为电流不大，二极管的正向压降会比较小，而开关速度也会很快，这使得在整个输入电压和输出电压范围内都能取得很高的转换效率。 下面的图3显示了一个在24V输入电压下获得稳定的3.3V输出电压的完整电路图。 图3 图中的元件参数是按照输出电流能力为0.5A所做的选择，在此条件下，转换器工作在1.2MHz的电流连续模式下。 Buck电路中电感电流纹波的计算公式是 : 纹波大小一般被设定为最大电流的0.4倍，即 0.4*Imax。在此低负载电流的设计中，我们仍然建议将电流纹波保持在器件最大电流的0.4倍，一个10μH的电感将导致238mApp的电流纹波，这意味着转换器将在负载电流低于119mA时进入电流不连续模式。在轻载状态下，即低于75mA的负载电流时，转换器将进入脉冲省略模式（Pulse Skipping Mode），但电流峰值仍然维持在200mA左右。此设计中选用的电感是4mm x 4mm x 1.2mm的大小，饱和电流值是700mA。如果负载电流总是低于100mA，则可以选择使用体积更小的饱和电流参数为350mA左右的型号。 输出电容对输出纹波的表现有决定性的影响。10μF/16V、0805封装的MLCC在3.3V电压下的有效电容量大约为7.7μF，在脉冲省略模式下，输出电压纹波将增加到22mVpp。 RT6200GE采用内部补偿电路，但因为其误差放大器基本上和普通运算放大器差不多，转换器的带宽可以通过调整反馈电路的电阻R1来进行调整。在使用10μF输出电容的情况下，针对典型应用的补偿电路增益(400kΩ/R1)通常被设定为12dB，由此导致的带宽约为70kHz。当使用较小的输出电容时，转换器带宽将会增加。为了保持最大的相位裕量，R1的值就应该增大。为了让设计不至于对噪声太敏感，转换器的带宽不得不被轻微下调至55kHz，而其相位裕量为58°。 RT6200GE的EN端是芯片的使能端，它是高电平有效的。当需要它自动启动时，将该端子悬空即可，内部电路确保它自动处于高电平状态。 负载电流为10mA和20mA情况下的输出电压纹波波形、开关电压波形和电感电流波形被显示在下面的图4中，转换器在两种情况下都工作在脉冲省略模式。内置的下桥MOSFET在每个固定的时钟周期中都会短时导通一下以便为自举电容充电，这是导致我们能在开关电压波形上看到额外的振荡脉冲的原因。 图4 图5显示了这一应用的效率曲线，在50mA负载时，效率大约为60%。 图5 图6是整个设计的一个PCB设计示例。所有的功率元件被放置在左上角，IC下面还有几个过孔将大电流引导至地线层。反馈引脚对噪声比较敏感，所以R1/R2被放置在靠近IC引脚的地方，为的是远离噪声信号。这个布局占用的面积是9mm x 9mm。 图6 四、36V 0.1A高效Buck转换器 具有RF链接单元的SoC如Zigbee、蓝牙低功耗模组的电流消耗通常在5mA~50mA，它们常常被使用在照明应用之类的应用中，这些应用通常从较高的电压源获取工作电压，还需要确保其电能消耗是极低的，因而需要以尽可能高的效率进行电压转换，RT6208即是针对这一类的应用开发的，它采用特别的边界导通模式结合低电流消耗的休眠模式工作以获取效率的最大化。 图7显示了RT6208的内部电路框图和基本的应用电路图。 RT6208的工作方式是这样的：首先通过ISET引脚的外部电阻对内部最大电流限制值进行设定，反馈比较器使用800mV的参考电压并具有5mV的滞回值。当出现在FB端的反馈信号电压比内部参考电压低5mV以上时，内部上桥MOSFET开关导通，使电感电流开始增加。当此电流增加到超过设定好的内部最大电流限制值时，上桥MOSFET开关关闭，下桥MOSFET开关导通，此后电感电流将逐渐下降到零。在此过程中，电感流出的电流将对输出电容进行充电并使其电压上升。此过程反复进行的结果将使FB端看到的反馈电压最终高于800mV参考电压，此后，上、下桥MOSFET开关将在电感电流降到零以后全部关闭，转换器进入低电流消耗的休眠状态。休眠状态下的输出电压仅依靠输出电容里的储能得以维持并因负载的消耗而逐渐下降，当出现在FB端的反馈电压低于参考电压5mV时，上桥MOSFET开关重新开启使输出端的能量得到补充，上述循环得以重复。如果输出电容较大、最大电流限制值较低，转换器每次进入如上所述的边界导通模式工作以使反馈信号超过参考电压所需要的时间就会长一些。这种操作模式的最大好处就是可将开关过程造成的损耗降到最低，因而可在负载很轻的情况下获得非常好的效率。 下面的图8显示了一个输出为3.3V50mA的电路，它可在低负载情况下获得高效率。 图 8 最大电流限制值的设定决定了RT6208应用电路的最大电流负载能力，此值的选择必须是最大负载电流的2倍以上。在此50mA最大负载的例子中，RISET可以根据最大电流限制值为106mA进行计算，其公式为： 这个值确定了内部峰值电流检测比较器的参考值。在实际上，真实的峰值电流会比计算值更高，这是由于峰值电流检测比较器的延时引起的，该延迟时间大约为100ns。由于这种延时而引起的电流峰值的变化量与电流增加的斜率dI/dt有关，这是由Vin、Vout和电感量L共同决定的，如果应用中的电压Vin较高、电感量较小，实际电流的峰值就会较大。 对于RT6208的3.3V和5V应用的电感推荐值通常在47μH~150μH，较大的电感值可以降低dI/dt，可使峰值电流更接近设定值。较低的电感量可使电流峰值更大于设定值，但对整体的性能通常并不会有什么害处，只是需要选择饱和电流值较高一些的电感。在这种低功率的应用中，电感器的损耗在所有的损耗因素中占据很重要的位置，高品质的屏蔽电感通常比半开放磁路的电感损耗更小，因而对改善效率很有帮助。 RT6208的滞回式工作方式是以输出纹波的增加为代价的,出现在FB端的5mV滞回值意味着输出端的纹波峰峰值至少为5mV * Vout/Vref。输出电容的容量对工作过程中的纹波也有影响，为了使此纹波的峰峰值小于输出电压的1%，输出电容的容量必须满足下述条件： 在上述3.3V应用案例中，电感量为47μH，106mA的峰值电流设定在24V输入的条件下的得到的实际峰值电流大概为200mA，据此计算出来的输出电容需要8.6μF，此时可选 Murata GRM21BR60J226ME39 22μF/6.3V 0805 规格的电容，它在3.3V直流偏置的情况下容量约为9μF。为了改善滞回式转换器的工作稳定性，给高端反馈电阻的并联一个小电容作为前馈电容Cff是有利的，在此例中，其值为100pF。为了让RT6208自动启动，它的EN端可以保持浮空状态。 下图9显示了该电路在不同输入电压和负载电流分别为5mA和50mA情况下的输出电压纹波、开关节点电压和电感电流波形，从中可以看到电感峰值电流因比较器延时而在较高输入电压下变得更高。在24V输入下，一个电流脉冲所生成的输出纹波就可以超出反馈信号的滞回值，而在12V输入并且负载较重的情况下，只有两个连续的脉冲才可以导致同样的结果。 图9 24V转3.3V/50mA应用的效率曲线显示在图10中。在5mA~50mA的负载范围内，效率都高于80%，这可帮助满足低功耗待机模式下的效率需求。 图10 关于PCB布局的例子示范在图11中，其功率转换部分布置在左上角；有几个位于芯片底部的导通孔将IC的功率地和中间地线层连接起来以通过大电流；反馈端是对噪声敏感的，R1/R1网络应该被放置在靠近芯片引脚的地方以避开噪声信号；ISET电阻也像反馈电阻一样连接在小信号地上。整个布局的大小是7.5mmx8mm。 图11 五、总结 在本文中，我们描述了两种在24V工业应用环境下为MCU供电的方法。像RT9058、RT9069和RT9068这样的线性稳压器可以被使用在最大38mA负载的情况下，具体数值决定于不同的封装选择。为了取得更好的效率和获得更大的电流供应，可以考虑采用开关型稳压器，例如RT6200。立锜科技将在未来的几个月内发布更多的高电压、低电流型开关稳压器，此应用说明也将适时地进行更新以反映相关的状况，敬请关注。 来源：立锜科技

所谓线性稳压器 图 14:标准的线性稳稳压器 线性稳压器，也称3引脚稳压器，广泛使用的能简单降低DC电压设备。基本上分成输入、输出、GND的3个引脚，并将输出电压事先调整成业界标准电压。之后也陆续开发出利用外置电阻输出可变型或内置ON/OFF功能（关断）等规格，根据功能变更引脚数量。 构造上完全利用线性反馈环路控制，误差放大器监视输出至反馈为止的电压，输入变动或输出负载变动时，调整输出电压保持稳定。不必开关，不会出现开关所引起的噪声和纹波。 图 15:线性稳压器的损耗 使用方法非常简单，但使用时仍必须考虑损耗＝热。如图15所示，线性稳压器是指输入和输出间的电压差和流至输入的电流的积为损耗功率，而损耗功率会转换成热。在未加装散热板下，最多只能承受到2W左右。当然，损耗大代表着效率差。 考虑加装AC/DC转换器时，线性稳压器IC的输入，无法承受直接整流100VAC的140V电压，在采用开关方式的AC/DC转换中，替换DC/DC部分的无法使用的线性稳压器IC。虽然可以利用高耐压晶体管等，不直接连线性稳压器，但从140V的DC电压，降至例如12V的电压时，考虑到热处理，事实上并无其他选择。此外，也必须考虑如何设计电路，以及包含散热器在内时所需要的空间。 图 16 根據上述理由，利用線性穩壓器轉換DC/DC（降壓穩定化）時，一般會採用變壓器的方式。若能將使用變壓器的變壓（降壓）調整理最佳狀態，線性穩壓器的輸入、輸出落差不要太大的話，效率就不會變得那麼差，且能在允許的發熱範圍內使用。 此外，线性稳压器具备纹波抑制功能，也可以抑制平滑后的DC中残存的纹波。在不能有噪声的应用装置上，能加装线性稳压器解决噪声问题。 关键要点: ・一般会采用变压器方式，但容许损耗最多只有2W左右，效率也令人担忧不已。 ・不会产生开关噪声，因此能利用在对噪声较为敏感的应用上。 所谓反激式 图17 反激方式是常使用在至100W左右的开关电源上的方法。本稿的开始也以反激方式为例进行说明。 反激方式分有自励型的RCC(Ringing Choke Converter）、他励型的PWM型、利用共振技术RCC准谐振型等3种。RCC型主要用在系统的辅助电源等小功率用途，但相较于PWM型，设计略为复杂，近年PMW型内置MOSFETIC较普遍，小功率用途上较常采用PWM型。准谐振型是利用专用的IC进行控制，但噪声比PWM低且损耗也较小，因此部分应用会采用准谐振型。 在AC/DC转换时，开关方式的AC/DC转换较常使用，还可以用变压器方式。但是，和线性稳压器相比，反激式的部件多且成本高，限用于必须绝缘时。 反激式的特征是构造简单、部件数量少。 图 18:反激方式(连续模式时) 图19 不太要求输出精度的应用，能利用变压器的匝数比粗略设定输出电压，也可以作为非稳定输出电源使用。为了能稳定输出，必须增加控制开关用晶体管的电路。 图20:反激方式各部的波形 其他还有输入电压范围大等优点，但也存在着较大的峰值电流，会流向开关元件、二极管、输出电容器的缺点。利用光耦合器隔离二次侧（输出）端的反馈，如此一来就能形成绝缘电源了。 关于反激式的基本工作以图18说明。MOSFET为ON时，电流经过变压器初级绕组，蓄积电能。此时，二极管为OFF。MOSFET为OFF时，蓄积的电能通过二极管，从变压器的次级绕组向外输出，之后再经由整流/平滑，产生DC电压。上述工作模式也称为ON/OFF方式。各部的波形如图20所示。 关键要点: ・利用变压器的DC/DC转换应用范围较大，因此必须熟悉其基本工作模式。 平滑后的 DC/DC 转换(稳定化)方式 之前已说明了采用变压器方式的AC/DC转换顺序为AC-低AC-整流/平滑 （DC）- 以及采用开关方式的AC/DC转换顺序为AC-整流/平滑 （DC）-稳定化DC（AC-整流/平滑-稳定化DC） 进行转换。在本项则是说明各方式中，经由前文的蓝色部分的整流/平滑，所生成得DC电压，转换成稳定化DC电压的方式。 采用开关方式的AC/DC转换，会“将DC转换成AC后，经由整流/平滑，再转换成DC”，但其本身为采用开关方式的DC/DC转换，因此之后将简称为“开关式DC/DC转换”。和开关式DC/DC转换相对的，则是线性DC/DC转换。提到DC/DC，不少人第一直觉想到开关方式的，严格说来，以DC转换成DC来说，其实分成开关式和线性方式两种，接下来将以两者为前提进行说明。 图 12:变压器方式的 DC/DC 转换部分 图 13:开关方式的 DC/DC 转换部分 图12和13是各AC/DC转换方式的电路，但圈起来的部分是将DC电压，转换成想要的DC电压的电路。在实际使用上，如果未利用该电路，转换成稳定且高精度的DC电压，就无法产生电子电路所需要的电源。 关键要点: ・变压器方式必须增加稳定化DC/DC，开关方式附带的控制电路DC输出非常稳定。 所谓正激式 图 21:正激方式 正激方式是构造较简单，容易控制，非常普遍的方式之一。 其特征是输出功率比反激方式大，但必须加装电感和续流二极管（转流二极管：D2）。此外，和反激式相同，能利用光耦合器隔离二次侧的反馈，形成绝缘电源。 图22 工作模式如下。MOSFET为ON时，二极管D1为ON，经由电感供给电流至负载端。MOSFET为OFF时，蓄积在电感的电能经由二极管D2供给电流至负载端。各部的波形如图23所示。 图23:正激方式 各部的波形 正激方式只会单向激磁变压器，在晶体管为OFF时，必须释放（复位）蓄积在变压器的电能。也因此必须装上复位（缓冲）电路（图21中位于变压器一次侧的RCD）。复位电路一般是由电阻/电容器/二极管组成，但基本上仍会损耗电能，因此变压器的利用效率也不算高。 而在启动复位后，会施加DC输入电压1.5～2倍的电压至开关用晶体管上（图22的Vp和Vds的波形的VR）。最近能量，损耗和Vds。该电压经由缓冲的电阻和电容器转换。最近，开始结合主动箝位电路，通过再生必须复位的电能，减轻损耗和Vds。 图 24 此外，降压时因一次侧电流少，停留在线圈的电能也没那么大，只是一但用在升压上，一次侧的电流就会变大，停留在线圈的能量将是电流的二倍，而因为复位电路所损耗的电能也会跟着变大。因此，本电路虽然可以用在降压上，但却几乎不会用来升压。 AC/DC转换主要采用开关方式。虽然能够使用变压器方式，但和反激方式一样，限用于必须绝缘等时候。 关键要点: ・较反激式复杂，但二次侧和二极管整流（异步）的DC/DC原理相同。 ・缓冲电路常出现在电源设计上，推荐利用本节先了解其原理。 所谓Buck(降压、非绝缘)方式 图 25:Buck方式(连续模式时) Buck是降压的意思。Buck转换器是利用二极管整流的降压转换器，代表性用途为用在非绝缘降压开关的DC/DC转换器上。DC/DC转换的世界上常称作二极管整流式和异步式等。和先前提到的正激方式相比，由于未使用变压器，一次侧和二次侧并未绝缘。不需绝缘时，以不使用变压器的本方式最为简单。Buck方式不必设定变压器调整电压，只要利用MOSFET控制，就可以决定输出电压。因此，未必会需要来自于二次侧的反馈。（省略图）。 图 26 Buck方式的特征是电路构造简单。此外，组成小功率的电源电路时，成本也比反激式更有竞争力。因此，常使用在家电产品的微控制器用电源上。但是由于不必通过变压器，流向开关元件的电流比采用反激方式的同等输出功率还大，只适用于小功率输出，而无法用于大功率输出上。 图27:Buck方式各部的波形 模式几乎和正激方式相同。只是去掉正激方式的变压器，将D1换成MOSFET。MOSFET为ON时，电流经过电感流向负载端，同时电感也蓄积电能。此时，二极管为OFF。MOSFET为OFF时，蓄积在电感的电能经由二极管D2供给至负载端。和正激转换器的D1相同，开启或关闭MOSFET。 图 28 AC/DC转换中，开关方式限用于非绝缘电源。对于变压器方式而言，可说是最容易使用开关DC/DC转换器。变压器的方式虽然部件数量比线性稳压器多，成本也比较高，但能承接变压器方式，进而提升效率。不过，自AC输入的效率，仍不及于采用开关方式的AC/DC转换构造。 关键要点: ・除了未加装变压器外，其余都和正激式相同，为非绝缘DC/DC的基本型。 来源：techclass.rohm

一般来说，现在各种电子设备所需的供电电源，除了电池之外，大都是由电力网提供的频率为50Hz的交流电压转化而成的直流电压，但是实际上，由于输入电力网的电压波动以及负载的变动等因素，使得这个直流电压的稳定性并不让人乐观。由此，引入了电源调节电路，它主要包括两大类：线性调节电路和开关调节电路。本文将着重分析线性稳压器的原理以及应用时应该注意的一些细节。 实用的线性稳压电路一般包括以下5个部分：调整管、基准电压电路、取样电路、比较放大电路和保护电路。其拓扑电路如下图所示： Analysis：它主要是以稳压管稳压电路为基础，利用晶体管的电流放大作用，增大负载电流；在电路中引入深度负反馈使得输出电压保持恒定；并且还可通过反馈网络参数使得输出电压可调。下面是一个很简单明了的线性稳压器： Analysis：这里最关键的是要理解清楚晶体管必须是工作在放大状态！因为只有当晶体管工作在放大状态时，集电极电流才由基极电流控制，而不受集电极—发射极之间电压变化的影响。再直观一点的说就是：当输入为脉动的直流电压时，晶体管的集—射极之间的电压在随机波动，但是由于引入了电压负反馈的缘故，Ic却基本不变，so，负载两端的电压也就达到了稳压的效果了。如果更加细心一点的话，就会发现其实这个电路中还隐含着一个关系式： 因此，顾名思义线性稳压器，其实也就是因为调整管工作在线性区。同时，调整管是与负载相串联的，也正是因为这个缘故，线性稳压器在输入与输出之间需要一个不小于一定值的电压差才能正常工作，这个“一定值”大约为3V，因为整流器的压降一般是1~2V。 线性稳压器可以分为固定式稳压器和可调式稳压器两类。下面分别分析一下： （1）固定式稳压器——即输出电压不能进行调节。   （2）可调式稳压器——即输出电压可以通过外接元件进行调节（当然这是具有一定的范围的）。它有三个引脚端，除了输入和输出端外，还有一个电压调整端，这个端口是基准电压电路的公共端。   对于图中的调整端Adj节点，根据Kirchhoff电流定律，可以推出以下关系式： Where，Uo-Adj是输出端和调整端之间的常量电压，对于LM317来说，其值为1.25V， 且非常稳定。 同时这里也暴露了一个问题：当调整端电流Iadj变化时，将会增大输出电压的纹波系数。为了解决这个问题，可以在稳压器和取样电阻之间加一个电压跟随器来隔离两者。如下图所示： 可见，稳压器调整端电流对输出电压的影响消除了。 为了进一步减小负载两端的纹波电压，输出电容对于稳压器的稳压作用非常关键，选用较大的输出电容值是为了减小输出纹波。在输出电流较大时，电容的等效串联电阻（ESR）是造成纹波的主要因素，因此，建议使用ESD低的但电容。滤波电容在正向整流期间存储电荷，存储的电荷可以减少输出的波动；在负相整流期间，滤波电容通过负载放电——使得输出电平有一个足够缓慢下降的变化，从而保持输出电压在一定电平上。 查一下7805的DATASHEET可知，7805的纹波抑制能力大约在70dB左右，则有： 上述结果表明：输出电压的纹波减小为输入电压纹波的1/3164，这个值算是相当小的了。 除了如上所述之外，在实践中应用线性稳压器时，还需要注意几个小问题： Analysis：当关闭电源且负载去掉时，输入端滤波电容的高压就会通过它放电。这样在输入、输出电容的两端并联一个阻值不大的电阻，形成一个快速放电回路，将输入、输出电容存储的大量电荷迅速导入参考地，从而有效地保护稳压器。   线性稳压器（LDO）虽然比较常见且原理简单、调节方便，但却是一种非常重要的电路机制。此外，由于调整管工作在甲类状态（以晶体管构成调整管为例），因而电路功耗大、效率低，导致有时需要给器件外套一个散热器，这也就增大了设备的体积，成本加大。However，如果调整管能够工作在开关状态，则定能可以大大减小功耗、提升效率——此即开关稳压器的核心工作原理。对开关稳压器有兴趣的网友，请关注后文！