标签: 谐振电路

今天我们一起来学习一下，最基本的电感 电容 电路——LC谐振电路。LC电路是各种 电子 设备中的基本电子组件，尤其是在诸如调谐器， 滤波器 ，混频器和 振荡器 之类的电路中使用的无线电设备中。 在学习之前，我们再复习一下电感和电容的原理。电容就是储存电荷的容器，最基本构成是如下图所示的一个平板 电容器 ，电容器里面存储的是电场能。 电感呢？就是由于 电磁感应 效应，在线圈中储存的感应磁场能。 这就有意思了，当我们把这两种元器件放到一起时，电场能和磁场能就碰面了，会产生什么效果呢？ 电场能和磁场能LC电路里面就不老实了，开始互相转化起来，随着电荷的流动，一会儿由电容里面的电场能转变为了线圈里面的磁场能，一会儿又由线圈里面的磁场能转换为了电容里面的电场能，此赠彼减，玩的不亦乐乎。当磁场能和电场能达到一个平衡时，场能和磁场能的总和时刻保持不变， 电源 不必与电容或电感往返转换能量。但是由于LC电路中不可能存在完全理想无耗的电感和电容，那么，电磁能量就会在LC谐振回路中做阻尼振荡，这个阻尼值就是消耗在电阻上的电磁能量。所以在一个LC谐振回路中，电源只需要提供电阻所消耗的能量就可以了。 这样理解起来是不是超级简单。言归正传，我们回到LC谐振回路的本质。根据电感和电容的连接方式，LC电路可分为LC并联谐振电路和LC串联谐振电路。串联谐振电路我们先来看一下LC串联谐振电路。电感和电容串联在一起，如下图所示。电容器和 电感器 两端的电压之和就是开路端子两端的总电压之和v = v L + v C。LC电路+ Ve端子中的 电流 等于通过电感器（L）和电容器（C）的电流 i = i L = i C 。 电感的感抗和频率成正比，电容的容抗与频率成反比。因此当频率f增加时，电感的感抗XL增加，但是电容的容抗XC减小。 当频率f达到某个特定值时，LC串联电路的感抗和容抗相等，谐振就产生了。 那么我们回到串联谐振回路的阻抗Z。看一下谐振时候的Z是多少。 当电路工作在谐振频率f0时，根据上面f0的公式，带入阻抗Z，可以得到Z=0.也就是说，LC串联谐振电路，感抗和容抗相互抵消，对外呈现短路特性，电路中的电流最大。因此，串联LC电路在与负载串联连接时将充当在谐振频率下具有零阻抗的带通滤波器。 当频率低于谐振频率f0时，XC远大于XL，电路呈容性；当工作频率高于谐振频率f0时，XL远大于XC，电路呈感性。当在工作频率等于谐振频率f0时，电流最大，电路只有电阻在工作。 并联谐振电路我们接着再来看一下LC谐振电路的另一种形式——并联谐振电路。在并联LC电路中，电感器和电容器都并联连接，如图所示。 LC并联电路电感和电容两端的电压相同 v = v L = v C。流经并联LC电路的总电流等于流经电感器的电流与流经电容器的电流之和I = I L + I C。在谐振条件下，当感抗（XL）等于容抗（XC）时，无功支路电流相等且相反。因此，它们彼此抵消，以使电路中的电流最小，在这种状态下，总阻抗最大。LC并联谐振电路的谐振频率如下： 我们再来看一下谐振时候的电路阻抗Z。 把谐振频率f0带入到上面阻抗公式可以得到，阻抗呈无穷大，电路呈开路状态。 因此，并联LC电路在与负载串联时，将充当在谐振频率处具有无限阻抗的带阻滤波器。与负载并联的并联LC电路将用作带阻滤波器。 当频率低于谐振频率f0时，XL远大于XC，电路呈感性；当工作频率高于谐振频率f0时，XC远大于XL，电路呈容性。当在工作频率等于谐振频率f0时，电流最小，阻抗最大。 不知道讲到这里，你找到当初学LC谐振的感觉了没。 责任编辑人：CC

　　上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。  　　 1 电路原理和各工作模态分析 　　1．1 电路原理 　　图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。  　　图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：  　　(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间； 　　(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数； 　　(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻； 　　(4)滤波电感足够大。 　　 1．2 各工作模态分析 　　(1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 　　(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0．7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 　　(3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 　　(4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。C4和C2开始充放电，与谐振电感Lr串联谐振。D2导通续流，为S2的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 　　(5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 　　(6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。但副边两整流二极管正是同时导通和急剧变换的过程，副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。 　　各时段工作模态等放电路如图3所示，图3中未画出变压器副边电路。  　　 2 关键参数设计 　　2．1 死区时间设计 　　该变换器一个周期内有两个关键的死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关管的电压应力限制和ZVS的实现。为了保证每个主开关管上电压应力为输入电压的一半，S1要比S3提早关断tdeadF1，S4要比S2提早关断tdead2。如果4个开关管的输出结电容COSS1～COSS4是一样的，从理论上讲只要tdead0就可以了。但实际上4个开关管的输出结电容不可能完全一致，同时为了保证可靠，此区时间的设置应该满足如下的条件：S1上的电压到达Vin/2，也就是D1已经导通；同样，S4上的电压到达Vin／2，也就是D4已经导通，虽然4个开关管的输出结电容会有差异，但是在用上述方法设计时，可以把COSS1～COSS4看作是器件手册里给定的参数。假定都是COSS，要满足上述条件，死区时间的设计应满足如下不等式。   　　S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时间段对S3的结电容充电，同时埘S2和S4的结电容放电来实现的。实际上，死区时间不可能设计得很大。在原边电流上冲过零点之前，结束tdead2让S4开通，以实现主动功率丌关管的零电压开通。若tdead2太长，原边电流过零反向流动之后，将难以实现零电压开通。因此滞后臂的ZVS条件可表示为  　　由此可见，根据上面的设计方法，两个死区时间的设计表达式是相同的。  　　由于 　　式中：n为变压器的变比；Lm为变压器初级电感量；fs为开关频率。 　　将式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到两个死区时间的统一设计式 　　 2．2 谐振参数的设计 　　谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环，该谐振参数的设汁可以按下面推荐的方法来设计。 　　首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n，其计算公式如下。  　　式中：VOmin为输出直流电压：VD为输出整流二极管的通态压降；VIf为输出滤波电感上的直流压降；Dsecmax为副边占空比。 　　根据期望的谐振电容的最大应力VCmax，来设计谐振电容的大小，其计算公式如下。  　　式中：Tmax为最大开关周期。 　　再根据LC振荡频率fs来设计谐振电感Ls的大小，其计算公式如下。  　　Ls的选择也涉及到很多问题，取大些可有效地抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡，降低开关损耗；但过大义延长了占空比丢失时间，使整机的效率明显降低。如取小些，负载电流最大时仍能控制移相稳定，提高电源效率，但过小，虽然占空比丢失最小，但增大开关损耗，加剧了开关管的温升，降低了电源的可靠性。  　　 3 实验结果 　　根据以上方法设计和制作了200W移相全桥谐振ZVS变换器实验样机，其主要参数如下： 　　输入直流电压Vin为280～550V； 　　输出直流电压Vo为24V； 　　输出电流Io为O"8.33A； 　　开关频率fs为200kHz； 　　4个主开关管为IRFPG40； 　　驱动控制芯片为UC3875； 　　MOSFET驱动芯片采用了MIC4420； 　　输出整流二极管为MUR3020； 　　输出滤波电感Lf为19.8μH； 　　输出滤波电容Cf为1800μF； 　　谐振电感Lr为28μH。 　　图4示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。  　　 4 结语 　　本文在移相全桥ZVS电路拓扑基础之上，根据等效电路模捌，分析了谐振电路在各时序工作模态下的电路原理。变换器的两个死区时间也合理设计来保证开关管的开关应力，同时满足各个开关管的ZVS实现条件。谐振参数的设计可以按推荐的方法次序来设计。 　　发展谐振技术可以提高开关频率、降低开关损耗、减少开关装置的体积和重量。因此更通用的谐振变换拓扑结构、谐振元件的集成化、谐振拄制技术将是今后发展的主要方向。