标签: 数模转换器

ADC/DAC（Analog to Digital Converter/ Digital to Analog Converter，即模数转换器/数模转换器）是大多数系统中必不可少的组成部件，用于将连续的模拟信号转换成离散的数字信号，或者将离散的数字信号转换成连续的模拟信号，它们是连接模电电路和数字电路必不可少的桥梁。在很多场合下，ADC/DAC 的转换速度甚至直接决定了整个系统的运行速度。 本篇博文为各位分享一种高速ADC和DAC转换电路。高速ADC选用芯片为：AD9280/3PA9280（两款芯片兼容），高速DAC选用芯片为：AD9708/3PD9708E（两款芯片兼容）。 高速ADC转换电路 AD9280 是 ADI 公司生产的一款单芯片、8 位、32MSPS（Million Samples Per Second，每秒采样百万次）模数转换器，具有高性能、低功耗的特点。 AD9280 的内部功能框图如下图所示： AD9280 在时钟（CLK）的驱动下工作，用于控制所有内部转换的周期；AD9280 内置片内采样保持放大器（SHA），同时采用多级差分流水线架构，保证了 32MSPS 的数据转换速率下全温度范围内无失码；AD9280 内部集成了可编程的基准源，根据系统需要也可以选择外部高精度基准满足系统的要求。 AD9280 输出的数据以二进制格式表示，当输入的模拟电压超出量程时，会拉高 OTR（out-of-range）信号；当输入的模拟电压在量程范围内时，OTR 信号为低电平，因此可以通过 OTR 信号来判断输入的模拟电压是否在测量范围内。 AD9280 的时序图如下图所示： 模拟信号转换成数字信号并不是当前周期就能转换完成，从采集模拟信号开始到输出数据需要经过 3 个时钟周期。比如上图中在时钟 CLK 的上升沿沿采集的模拟电压信号 S1，经过 3 个时钟周期后（实际上再加上 25ns 的时间延时），输出转换后的数据 DATA1。需要注意的是，AD9280 芯片的最大转换速度是32MSPS，即输入的时钟最大频率为 32MHz。 AD9280 支持输入的模拟电压范围是 0V 至 2V，0V 对应输出的数字信号为 0，2V 对应输出的数字信号为 255。而 AD9708 经外部电路后，输出的电压范围是-5V~+5V，因此在 AD9280 的模拟输入端增加电压衰减电路，使-5V~+5V 之间的电压转换成 0V 至 2V 之间。那么实际上对我们用户使用来说，当 AD9280 的模拟输入接口连接-5V 电压时，AD 输出的数据为 0；当 AD9280 的模拟输入接口连接+5V 电压时，AD 输出的数据为 255。 当 AD9280 模拟输入端接-5V 至+5V 之间变化的正弦波电压信号时，其转换后的数据也是成正弦波波形变化，转换波形如下图所示： 输入的模拟电压范围在-5V 至 5V 之间，按照正弦波波形变化，最终得到的数据也是按照正弦波波形变化。 高速ADC转换电路设计思路如下所示： 高速ADC转换电路设计如下所示： 图中输入的模拟信号 SMA_IN（VI）经过衰减电路后得到 AD_IN2（VO）信号，两个模拟电压信号之间的关系是 VO=VI/5+1，即当 VI=5V 时，VO=2V；VI=-5V 时，VO=0V。 高速DAC转换电路 AD9708 是 ADI 公司（Analog Devices，Inc.，亚德诺半导体技术有限公司）生产的 TxDAC 系列数模转换器，具有高性能、低功耗的特点。AD9708 的数模转换位数为 8 位，最大转换速度为 125MSPS（每秒采样百万次 Million Samples per Second）。 AD9708 的内部功能框图如下图所示： AD9708 在时钟（CLOCK）的驱动下工作，内部集成了+1.2V 参考电压(+1.20V REF)、运算放大器、电流源（CURRENT SOURCE ARRAY）和锁存器（LATCHES）。两个电流输出端 IOUTA 和 IOUTB 为一对差分电流，当输入数据为 0（DB7~DB0）时，IOUTA 的输出电流为 0，而 IOUTB 的输出电流达到最大，最大值的大小跟参考电压有关；当输入数据全为高点平（DB7~DB0=8’hff）时，IOUTA 的输出电流达到最大，最大值的大小跟参考电压有关，而 IOUTB 的输出电流为 0。AD9708 必须在时钟的驱动下才能把数据写入片内的锁存器中，其触发方式为上升沿触发，AD9708 的时序图如下图所示： 上图中的 DBO-DB7 和 CLOCK 是 AD9708 的 8 位输入数据和为输入时钟，IOUTA 和 IOUTB 为AD9708 输出的电流信号。由上图可知，数据在时钟的上升沿锁存，因此我们可以在时钟的下降沿发送数据。需要注意的是，CLOCK 的时钟频率越快，AD9708 的数模转换速度越快，AD9708 的时钟频率最快为125Mhz。 IOUTA 和 IOUTB 为 AD9708 输出的一对差分电流信号，通过外部电路低通滤波器与运放电路输出模拟电压信号，电压范围是-5V 至+5V 之间。当输入数据等于 0 时，AD9708 输出的电压值为 5V；当输入数据等于 255时，AD9708 输出的电压值为-5V。 AD9708 是一款数字信号转模拟信号的器件，内部没有集成 DDS（Direct Digital Synthesizer，直接数字 式频率合成器）的功能，但是可以通过控制 AD9708 的输入数据，使其模拟 DDS 的功能。例如，我们使用AD9708 输出一个正弦波模拟电压信号，那么我们只需要将 AD9708 的输入数据按照正弦波的波形变化即可，下图为 AD9708 的输入数据和输出电压值按照正弦波变化的波形图。 由上图可知，数据在 0 至 255 之间按照正弦波的波形变化，最终得到的电压也会按照正弦波波形变化，当输入数据重复按照正弦波的波形数据变化时，那么 AD9708 就可以持续不断的输出正弦波的模拟电压波形。需要注意的是，最终得到的 AD9708 的输出电压变化范围由其外部电路决定的，当输入数据为 0 时，AD9708 输出+5V 的电压；当输入数据为 255 时，AD9708 输出-5V 的电压。 由此可以看出，只要输入的数据控制的得当，AD9708 可以输出任意波形的模拟电压信号，包括正弦波、方波、锯齿波、三角波等波形。 高速DAC转换电路设计思路如下所示： 高速DAC转换电路设计如下所示： 图中输出的一对差分电流信号先经过滤波器，再经过运放电路得到一个单端的模拟电压信号。图中右侧的 W1 为滑动变阻器，可以调节输出的电压范围，推荐通过调节滑动变阻器，使输出的电压范围在-5V 至+5V 之间，从而达到 AD 转换芯片的最大转换范围。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

　 　１　概述 　　ＭＸ７５４１是美国ＭＡＸＩＭ公司生产的高速高精度１２位数字／模拟转换器芯片，由于ＭＸ７５４１转换器件的功耗特别低，而且其线性失真可低达０．０１２％，因此，该Ｄ／Ａ转换器芯片特别适合于精密模拟数据的获得和控制。此外，由于ＭＸ７５４１器件内部带有激光制作的精密晶片电阻和温度补偿电路以及ＮＭＯＳ开关，因而可充分保证ＭＸ７５４１具有１２位的精度。还有一个重要特点是：ＭＸ７５４１的所有输入均与ＣＭＯＳ和ＴＴＬ电平兼容。 　　ＭＸ７５４１在电气和管脚上都与ＡＤ公司的ＡＤ７５４１芯片兼容，它们都采用标准的１８脚封装。其主要电气特点如下： 　　●转换时间：０．６μｓ； 　　●具有１２位线性输出（１／２ＬＳＢ）； 　　●准确度：１ＬＳＢ； 　　●功耗低，５Ｖ情况下通常为４５０ｍＷ； 　　●可进行四象限乘法转换； 　　●与ＴＴＬ、ＣＭＯＳ电平兼容。 　 　２　引脚功能和内部结构 　　图１所示是ＭＸ７５４１的引脚排列图，各引脚功能如下 　　ＶＲＥＦＤＡＣ转换器的电压参考输入端，其电压值在±２５Ｖ之间； 　　ＲＦＢ反馈电阻接入端，在双极模式时与外置运算放大器 输出相连； 　　ＯＵＴ１ＯＵＴ２电流输出，Ｉ１＋Ｉ２为常数； 　　ＢＩＴ１～ＢＩＴ１２数字量输出，ＢＩＴ１为最高位 　　ＶＤＤ电源输入范围为＋１７Ｖ～＋５Ｖ 　　ＧＮＤ数字地。 　　图２所示是ＭＸ７５４１ 高速Ｄ／Ａ转换芯片的内部结构功能图。 　　３　ＭＸ７５４１的输入与输出 　　ＭＸ７５４１有两种输出方式,即单极性输出和双极性输出,两种方式的电路连接图分别如图３和图４所示。两种输出方式的输入输出对应关系分别列于表１和表２。 表1 单极性输入输出关系 点击看原图 表2 双极性方式中输入输出关系 点击看原图 　　４　ＭＸ７５４１与单片机的连接 　　由于ＭＸ７５４１是１２位数字输入,因此它必须与１６位以上的单片机相连。当其与ＭＣＳ－９６单片机进行连接时，其电路非常简单，只需把单片机的数据线直接与ＭＸ７５４１的输入线相连即可。程序也很简单,只要不停地向其送数据即可。 　　５　与ＣＰＬＤ的连接 　　由于目前８位单片机应用比较多,再加上ＭＸ７５４１是高速Ｄ／Ａ转换器,因此，用单片机来控制ＭＸ７５４１显得不是很方便。为此，本文介绍一种运用可编程逻辑器件,这里以ＡＬＴＥＲＡ公司的ＭＡＸ７０００系列中的ＭＡＸ７１２８Ｓ为例，来控制ＭＸ７５４１的方法，该方法进而可推广到其它高速Ｄ／Ａ转换芯片。 图5 仿真输出波形 　　这种控制方法的基本思想是利用ＣＰＬＤ连接８位单片机与１２位Ｄ／Ａ转换器，其中单片机与ＣＰＬＤ之间采用两根控制线来进行通讯，同时用它们来决定数据线中数据的种类，表３给出了控制线中的数据意义。但应注意：该方案的输入时钟周期应小于单片机的指令周期。下面给出的是利用ＶＥＲＩＬＯＧ语言所编写的程序： 　　ｍｏｄｕｌｅ ｍｘ７５４１（ｃｌｋ，ａ，ｂ，ｉｎ，ｏｕｔ）； 　　ｏｕｔｐｕｔ ｏｕｔ； 　　ｉｎｐｕｔ ａ，ｂ，ｃｌｋ； 　　ｉｎｐｕｔ ｉｎ; 　　ｒｅｇ ｏｕｔ; 　　ｒｅｇ ｄｉ; 　　ｒｅｇ ｇａｏ; 　　ａｌｗａｙｓ ＠(ｎｅｇｅｄｇｅ ｃｌｋ) 　　ｂｅｇｉｎ 　　ｉｆ(ａ＝＝０ ＆ ｂ＝＝１) 　　ｄｉ＜＝ｉｎ; 　　ｅｌｓｅ 　　ｉｆ(ａ＝＝１ ＆ ｂ＝＝０) 　　ｇａｏ＜＝ｉｎ ; 　　ｅｌｓｅ 　　ｉｆ(ａ＝＝１ ＆ ｂ＝＝１) 　　ｏｕｔ＜＝{ｇａｏ ,ｄｉ }; 　　ｅｎｄ 　　ｅｎｄｍｏｄｕｌｅ 　　其仿真输出波形如图５所示。 点击看原图 表3 控制线中的数据意义 点击看原图 　　６ 结束语 　　笔者将ＭＸ７５４１芯片用于高频波形发生器结果证明：该芯片性能稳定Ｄ／Ａ转换线性良好使用简单。另外，这种方法也同样适用于其它同类产品（如ＭＸ７５４２,ＭＸ７５４３,ＭＸ７５４５等芯片）。　

　　很多应用 (包括精密仪器、工业自动化、医疗设备和自动测试设备) 都需要高准确度数模转换。在 16 位分辨率时要求准确度好于约 ±15ppm 或 ±1LSB 的电路中，设计师传统上一直被迫使用大量校准，以在所有情况下保持准确度。新型高精度 DAC 使得能够采用一个单片式 DAC 来实现 ±4ppm 准确度或 ±1LSB (在 18 位分辨率条件下)，而无需校准。在本文中我们将对高精度数模转换器的选择和使用过程中所涉及的问题进行研究。 　　DAC 的架构对于 DAC 的技术规格及其对电路板设计师的要求均有影响。为了实现最佳性能，需要谨慎地考虑 DAC 上的电源、基准和输出放大器所产生的影响。 　　 过采样或增量累加 DAC 　　过采样或 ΔΣ ADC 采用一个低分辨率 DAC (通常仅 1 位)，在其前后分别布设一个噪声整形数字调制器和一个模拟低通滤波器。最准确的商用增量累加 DAC 实现 ±15ppm 的准确度，但是需要 15ms 才能稳定，并要承受相对较高的 1μV/√Hz 噪声密度。其它可购得的过采样 DAC 在 80us 内稳定，但是 INL 较差，大约为 240 ppm。 　　 合成 DAC 　　通过结合两个较低分辨率的单片 DAC，有可能构成一个高分辨率的合成 DAC。请注意，粗略 DAC 的分辨率和精细 DAC 的范围需要重叠，以确保所有想要的输出电压都可实现。粗略 DAC 的准确度和漂移一般将限制合成 DAC 的最终准确度，因此要提高准确度，就需要对合成 DAC 转移函数的特性和软件进行校正。也可能需要频率校准，以校正随温度、时间、湿度和机械压力产生的变化导致的漂移。 　　 电阻串 DAC 　　电阻串 DAC 采用具有 2N 个分接点的一系列电阻分压器，以实现 N 位分辨率。采用电阻串架构的单片 16 位 DAC 一般含有一个较低分辨率的电阻串 DAC 和一个范围较小的 DAC，范围较小的 DAC 用于插入串器件之间，以实现 16 位分辨率。这种串+内插器方法的一个优点是，DAC 输出具有固有的单调性，无需微调或校准。 　　这类 DAC 的基准输入阻抗一般很高 (50KΩ～ 300kΩ)，而且不受输入代码的影响，从而有可能使用一个非缓冲型基准。因为电阻串的输出阻抗随输入代码变化，所以大多数电阻串 DAC 含有集成的输出缓冲器放大器，以驱动电阻性负载。 　　尽管电阻串 DAC 的 DNL 本身非常好，但是 INL 由串联电阻器件的匹配决定，而且可能由于含有大量的独立器件而难以控制。直到最近，这类 DAC 的准确度一直限制在约 ±180ppm。最近的进步已经使得准确度提高到了 ±60ppm。例如，LTC2656 在 4mm x 5mm 封装中集成了 8 个 DAC 通道，在 16 位分辨率时具有 ±4LSB 的最大 INL。 　　 阻性梯形或 R-2R 型 DAC 　　阻性梯形或 R-2R DAC 采用一种三端子结构，电阻器在 A 端和 B 端之间切换。请注意，A 端和 B 端上的阻抗与代码的相关性很高，而 C 端则具有一个固定阻抗。电阻器与开关的匹配情况将会影响这种结构的单调性和准确度。此类 DAC 一般经过修整或在出厂时经过校准，而且，具 ±1LSB INL 和 DNL 的单调 16 位阻性梯形电路 DAC 上市已有很长时间了。 　　 电压输出 R-2R DAC 　　一种常见类型的 R-2R DAC 将C 端用作 DAC 输出电压，而 A 端连接到基准，B 端连接到地。输出阻抗相对于输入代码是恒定的，从而有可能以非缓冲方式驱动电阻负载。例如，LTC2641 16 位 DAC 能以非缓冲方式驱动 60kΩ 负载，同时保持 ±1LSB 的 INL 和 DNL，并消耗不到 200μA 的电源电流。 　　这种方法的一个缺点是，基准阻抗随着输入代码大幅变化。由于 R-2R 梯形电路的本质，甚至 DAC 输出电压中很小的变化也可能在基准电流中引起 1mA 或更大的阶跃变化。为此，必须由一个高性能放大器来对基准进行缓冲，并采用一种非常精细和针对性的检测电路布局，以限制稳定、干扰脉冲和线性度性能的最终劣化。 　　当一个输出缓冲器放大器和一个电压输出 R-2R DAC 一起使用时，该放大器的开环增益和大信号共模抑制必须足够高，以保持输出的线性度 (在 18 位时 110dB)。输出缓冲器的失调和输入偏置电流将主要以 DAC 输出偏移的形式出现，但是这些参数在输入共模范围内的任何变化都将以附加的 INL 误差形式出现。 　　请注意，在正和负基准开关之间有必要保持匹配的阻抗，以保持 DAC 线性度。因为 CMOS 开关阻抗是电压和温度的函数，因此这给 DAC 的准确度带来了挑战，尤其是在低电源电压时。可采用这种架构的 18 位 DAC 的 PSRR 被限制在约 64dB。结果，随着时间、温度、电压和负载状况的变化，电源必须在约 0.5% 的范围内保持恒定，以保持 18 位性能。在工作温度范围内，这类 DAC 的 INL 可以预期以 ±0.5LSB 或更大的幅度漂移。 　　迄今为止，当采用一个5V电源时，运用该架构和一个集成输出放大器的18位DAC的性能一直被限制为±2LSB INL(在18位)。采用3V电源时，其性能将进一步限制为±3LSB INL(在18位)，且单调性下降至 17位。 　　 电流输出 R-2R DAC 　　对于高准确度应用来说，这种架构具有很多优点。基准阻抗是恒定的，可以用非缓冲型基准或一个慢速低精确度运算放大器驱动。因为 A 端和 B 端处于相同的地电位，所以保持匹配的开关阻抗相对容易，甚至在出现电源电压和温度变化时也一样。结果，精确的电流输出 R-2R DAC 具有卓越的 PSRR 和温度漂移性能。 　　与电流输出 R-2R DAC 一起使用的输出放大器需要高开环增益 (在 18 位时 110 dB) 和低失调电压。A 端和 B 端之间的任何偏移都将产生一种取决于代码的误差电流，该误差电流将以 INL 误差的形式出现。输出缓冲器的输入偏置电流不那么重要，主要以 DAC 输出偏移的形式出现。因为两个输入都始终处于地电位，所以放大器的共模抑制不重要。 　　在 16 位时实现 ±1LSB INL 的电流输出 R-2R DAC 长久以来一直可以普遍购得，凌力尔特公司提供一种新的 18 位 DAC 系列，在 18 位分辨率时实现 ±4ppm 的准确度或 ±1LSB 的最大 INL，在整个温度范围内有保证 。LTC2757 提供并联接口，可立即购得。LTC2756/8 单和双通道 SPI DAC 计划在未来数月内推出。在 18 位时，LTC2757 从 -40℃～+85℃的典型 INL 漂移不到 ±0.2LSB，高达 96dB 的 PSRR 使输出对电源变化不敏感。 　　 缓冲型与非缓冲型 DAC 输出 　　有些高度准确的 DAC 在 DAC 内部集成了输出放大器，而其它一些这类放大器则需要一个外部运算放大器。在这两种情况下，大多数 DAC 都提供集成的电平移动和反馈电阻器，以不再需要精确的外部器件。集成输出放大器的主要优点是占板面积小和使用方便。成本通常不是首要因素，因为外部放大器器件通常比 DAC 本身便宜得多。 　　设计师应该意识到，一个集成的输出放大器也许会损害设计灵活性。内部放大器提供的输出摆幅、速度、噪声和功率合起来，不可能对于多种应用来说都是最佳的。例如，一个集成的单电源输出放大器在靠近电源轨时将遭遇准确度下降问题，因此设计师必须提供电平移动差分基准，以利用全部的 DAC 代码范围。如果内部放大器的负反馈输出不可使用，则有可能无法针对大容性负载来补偿输出环路，或增设一个外部缓冲器而不引入第二个反馈环路，对于那些需要一个较宽输出摆幅或较高负载电流的用户来说，他们将会由于增设一个具有与内部放大器环路相串联的独立反馈环路的外部放大级，而导致准确度、噪声和功耗等性能的损失。 　　具有一个外部放大器的非缓冲型 DAC 一般实现最佳性能。多种可购得的器件给设计师提供了自由，可对给定的应用选择一个具有最佳准确度、速度、噪声和功率的解决方案。 　　 选择输出放大器 　　当选择与 LTC2757 等准确的电流输出 DAC 一起使用的放大器电路时，失调电压是一个重要的考虑因素。DAC 线性度对放大器失调的敏感性取决于 DAC 的实现方式，制造商应该在数据表中描述清楚。就 LTC2757 而言，±80μV 的失调电压将在 DAC 输出引起约 ±1LSB 的 INL 误差。 　　要实现最佳的 DC 准确度，最简单的解决方案是采用低失调 (10μV) 自动调零放大器 (如 LTC1150 或 LTC2054)。对于较宽的输出摆幅来说，可以在环路中纳入诸如 LT1010 等第二个缓冲器放大器。LT1012 是一个良好的中间输出放大器，以低功率 (11.4mW) 实现中等速度 (120μs 稳定时间) 和良好的准确度 (±25μV 失调)。 　　对于高速应用来说，一个良好的选择是 LTC1468-2，该器件在 18 位时以 2μs 时间将 10V 阶跃稳定在 ±1LSB 之内。请注意，±75μV 的最大失调将在 DAC 输出端使 INL 劣化高达 ±0.9LSB。对于需要较高准确度的高速应用来说，放大器失调可以用数字电位器来消除。 　　要在高速且未采用消除失调的措施时实现最佳准确度，合成的放大器电路是一个良好的选择。例如，LTC2054 用作积分器来消除放大器失调。在输出转换时，LTC6240最大限度地降低积分器输入的干扰，以避免扰乱低频通路。请注意，跨 1kΩ 电阻器的任何 DC 电流都以失调电压的形式出现，会引起 INL 误差，因此 LTC6240 具有低输入偏置电流很重要。LTC1360 提供宽的输出摆幅。这样产生的合成放大器以 16μV/√Hz 的噪声密度在 8us 的时间实现稳定。 　　 结论 　　尽管很多 DAC 架构都允许用户实现 18 位分辨率和单调性，但是对于在 16 位时需要好于 ±15ppm 的准确度或 ±1LSB INL 的用户来说，阻性梯形或 R-2R DAC 是最佳选择。在电压和电流输出 R-2R DAC 之间进行选择时，设计师应该意识到，每一种架构对电源、基准和输出放大器都施加了不同的要求。选择一个非缓冲型 DAC 并将该 DAC 与一个仔细选择的放大器结合，可以最大限度地提高设计灵活性，并为给定应用提供最佳解决方案。

作者：Rick Downs，德州仪器 (TI) 特约编辑   我们乘坐的航班刚刚开始下降高度，这时坐在我旁边的一位先生转过头来和我聊起工程学——他看到我在阅读一本工程学期刊。这位邻座的先生说，他是电气与电子工程师协会(IEEE) 会员，而他原来的志向就是希望能够成为某个标准委员会的一员。我问他正致力至哪种标准的制定工作—它与电站安全有关。直到飞机在航站楼前停下来，我们才结束了对话，然后各自分道扬镳。谈话间，我表示标准非常重要，并以我所在行业的角度告诉他，直到2000年我们才有了一个IEEE标准，对模数转换器(ADC) 的规范和测试方法进行定义，这让我感到十分吃惊。   这一点值得我们注意，因为至少在20 世纪20 年代模数转换便为人们所熟知，而商用ADC 的出现却是在20 世纪60 年代 。数十年以来，ADC 制造商们都在对这些设备的规范进行定义，并完全独立地各自对这些规范进行测试。自然而然地，形成了一些关于如何测试的 事实 标准，但仍然没有由实体标准机构发布的标准指导原则。   第一次真正的ADC 标准制定工作开始于1980 年，最终发布了IEEE1057 标准，也即后来的IEEE1241 。IEEE1241 专门针对ADC 器件本身，其与一整套的数据采集或者记录系统完全不同。IEEE1241-2000 是第一种真正为ADC 组件制造厂商制定的标准；该标准于2010 年更新。   图 1 理想的 ADC 传输函数均匀排列各个转移点（宽度刚好为一个最低有效位 LSB ）   ADC 评估的主要任务便是确定其传输函数。理想情况下，一个转换器有一个同图1所示类似的传输函数。 图 1显示了一个三位转换器的传输函数。在理想的转换器中，每码宽度完全相同，并且可以画一条直线穿过每个代码“高原”的中点。实际上，却并非都是这样—由于实际传输函数不同于理想情况，因此确定转移点和代码宽度对ADC测试和特性描述至关重要。   为了寻找到真正的传输函数，IEEE标准建议使用几个测试步骤和方法。一种方法是利用复杂的伺服环路系统，其要求数模转换器(DAC) 拥有比受测ADC 更高的精度。另一种方法是使用一个正弦波振荡器，但必须具有比受测ADC 预计信噪失真比(SINAD) 高至少20dB 的总谐波失真和噪声(THD+N)。例如，一个理想的16 位ADC 拥有98 dB 的信噪比 (SNR) 且没有失真（毕竟它是理想情况）--那么 SINAD 就为98dB。要想对该 ADC 进行测试，要求使用一个–118dB 以上THD+N 的振荡器。当你观察高精度 ADC 时，如果正弦波产生器无法单独完成任务，则其可能会要求使用滤波来获得纯光谱信号。   找到这种高精度DAC 或者纯光谱振荡器，并且制造出所需的复杂测试设备，对于广大ADC 制造厂商而言，他们都愿意这样做，而且一般也都具备这样的能力。这些仪器中的一些十分昂贵，但如果你的业务就是制造ADC，那么这些投资都是值得的。但是对于那些正在从事ADC 系统设计的个人而言，他们如何来完成ADC 的评估和测试工作呢？   许多人会转而使用制造厂商提供的评估板和工具套件（图2）来进行他们的测试。利用这些系统，我们可以很容易地通过一条USB连接线把受测ADC 连接到计算机，然后使用软件采集数据，最后对其进行分析。     图 2 制造厂商提供的评估板和工具套件（例如： TI 等）通常都有完整的数据采集系统，但缺少信号源。所提供软件通常执行的是类似于 IEEE 标准的测试。 ADS1281EVM-PDK ADC   一些人想使用评估板得到如ADC 产品说明书规范所示的相同结果，却并非每次都能如愿，特别是使用高精度转换器时，因为要求的正弦波产生器可能会不可用。尽管使用评估板及其软件，常常可以得到一些有意义的结果，但也要小心谨慎。   评估硬件和分析软件一般工作在一种术语称作“块模式”的模式下。在这种模式下，先收集一批固定数量的采样，将其发送给软件，然后软件对该数据块或者数据记录进行分析。我们对大多数IEEE 标准测试进行了定义，这样它们便可以处理这些数据块。   问题是，IEEE1241 中列出的测试真能帮你对系统的ADC 适用性进行评估吗？如果你相信它能，那么除了在器件产品说明书中所看到的内容，你还能得到什么呢？许多人认为，除看到实际运行的器件外，评估板还介绍参考设计和布局，可为你在实际系统中使用它提供指导。   尽管如此，对于一些人而言，IEEE1241测试却并非是他们所需要的。根据不同的ADC 类型，一些人会喜欢把评估板和软件用作数字示波器或者图形记录器，持续地产生数据流，这与逐块数据传输不同。我接触过的一些客户努力想知道长期稳定性或者漂移性能，他们有时会要求连续数小时甚至几天在硬盘上记录数据。尽管更多的还是由IEEE1057 对这些应用进行规范，但没有哪一种标准探讨长期漂移或者稳定性测试。   大多数制造厂商的评估板和软件都不会支持这类应用或者测试。ADC 组件制造厂商应该启用其评估板和软件来产生数据流和数据块采集，并开启其它功能来进行ADC 相关标准中没有规范的测试吗？   对ADC 制造厂商而言，标准绝对有关系。但作为使用这些ADC 的电路设计人员，ADC 制造厂商使用的相同标准对你可能并没有多大用处。在进行ADC 评估时，你会想到哪些标准呢？我想知道你的答案—请用电子邮件告诉我，我会在后续文章中与读者们一起分享。   参考文献 ·         《数据转换手册》中《 数据转换器历史 》，作者：Walt Kester，刊发于《模拟器件》（2005年Newnes出版社） ·         《 波形记录器数字化IEEE标准 》，IEEE1057-1994 ·         《 模数转换器术语与测试方法IEEE标准 》，IEEE1241-2000 ·         《 ADS1281性能开发套件(PDK) 》，刊发于2011 年 5 月TI SBAU143C    

作者：Rick Downs，德州仪器 (TI) 特约编辑   我们乘坐的航班刚刚开始下降高度，这时坐在我旁边的一位先生转过头来和我聊起工程学——他看到我在阅读一本工程学期刊。这位邻座的先生说，他是电气与电子工程师协会(IEEE) 会员，而他原来的志向就是希望能够成为某个标准委员会的一员。我问他正致力至哪种标准的制定工作—它与电站安全有关。直到飞机在航站楼前停下来，我们才结束了对话，然后各自分道扬镳。谈话间，我表示标准非常重要，并以我所在行业的角度告诉他，直到2000年我们才有了一个IEEE标准，对模数转换器(ADC) 的规范和测试方法进行定义，这让我感到十分吃惊。   这一点值得我们注意，因为至少在20 世纪20 年代模数转换便为人们所熟知，而商用ADC 的出现却是在20 世纪60 年代 。数十年以来，ADC 制造商们都在对这些设备的规范进行定义，并完全独立地各自对这些规范进行测试。自然而然地，形成了一些关于如何测试的 事实 标准，但仍然没有由实体标准机构发布的标准指导原则。   第一次真正的ADC 标准制定工作开始于1980 年，最终发布了IEEE1057 标准，也即后来的IEEE1241 。IEEE1241 专门针对ADC 器件本身，其与一整套的数据采集或者记录系统完全不同。IEEE1241-2000 是第一种真正为ADC 组件制造厂商制定的标准；该标准于2010 年更新。   图 1 理想的 ADC 传输函数均匀排列各个转移点（宽度刚好为一个最低有效位 LSB ）   ADC 评估的主要任务便是确定其传输函数。理想情况下，一个转换器有一个同图1所示类似的传输函数。 图 1显示了一个三位转换器的传输函数。在理想的转换器中，每码宽度完全相同，并且可以画一条直线穿过每个代码“高原”的中点。实际上，却并非都是这样—由于实际传输函数不同于理想情况，因此确定转移点和代码宽度对ADC测试和特性描述至关重要。   为了寻找到真正的传输函数，IEEE标准建议使用几个测试步骤和方法。一种方法是利用复杂的伺服环路系统，其要求数模转换器(DAC) 拥有比受测ADC 更高的精度。另一种方法是使用一个正弦波振荡器，但必须具有比受测ADC 预计信噪失真比(SINAD) 高至少20dB 的总谐波失真和噪声(THD+N)。例如，一个理想的16 位ADC 拥有98 dB 的信噪比 (SNR) 且没有失真（毕竟它是理想情况）--那么 SINAD 就为98dB。要想对该 ADC 进行测试，要求使用一个–118dB 以上THD+N 的振荡器。当你观察高精度 ADC 时，如果正弦波产生器无法单独完成任务，则其可能会要求使用滤波来获得纯光谱信号。   找到这种高精度DAC 或者纯光谱振荡器，并且制造出所需的复杂测试设备，对于广大ADC 制造厂商而言，他们都愿意这样做，而且一般也都具备这样的能力。这些仪器中的一些十分昂贵，但如果你的业务就是制造ADC，那么这些投资都是值得的。但是对于那些正在从事ADC 系统设计的个人而言，他们如何来完成ADC 的评估和测试工作呢？   许多人会转而使用制造厂商提供的评估板和工具套件（图2）来进行他们的测试。利用这些系统，我们可以很容易地通过一条USB连接线把受测ADC 连接到计算机，然后使用软件采集数据，最后对其进行分析。     图 2 制造厂商提供的评估板和工具套件（例如： TI 等）通常都有完整的数据采集系统，但缺少信号源。所提供软件通常执行的是类似于 IEEE 标准的测试。 ADS1281EVM-PDK ADC   一些人想使用评估板得到如ADC 产品说明书规范所示的相同结果，却并非每次都能如愿，特别是使用高精度转换器时，因为要求的正弦波产生器可能会不可用。尽管使用评估板及其软件，常常可以得到一些有意义的结果，但也要小心谨慎。   评估硬件和分析软件一般工作在一种术语称作“块模式”的模式下。在这种模式下，先收集一批固定数量的采样，将其发送给软件，然后软件对该数据块或者数据记录进行分析。我们对大多数IEEE 标准测试进行了定义，这样它们便可以处理这些数据块。   问题是，IEEE1241 中列出的测试真能帮你对系统的ADC 适用性进行评估吗？如果你相信它能，那么除了在器件产品说明书中所看到的内容，你还能得到什么呢？许多人认为，除看到实际运行的器件外，评估板还介绍参考设计和布局，可为你在实际系统中使用它提供指导。   尽管如此，对于一些人而言，IEEE1241测试却并非是他们所需要的。根据不同的ADC 类型，一些人会喜欢把评估板和软件用作数字示波器或者图形记录器，持续地产生数据流，这与逐块数据传输不同。我接触过的一些客户努力想知道长期稳定性或者漂移性能，他们有时会要求连续数小时甚至几天在硬盘上记录数据。尽管更多的还是由IEEE1057 对这些应用进行规范，但没有哪一种标准探讨长期漂移或者稳定性测试。   大多数制造厂商的评估板和软件都不会支持这类应用或者测试。ADC 组件制造厂商应该启用其评估板和软件来产生数据流和数据块采集，并开启其它功能来进行ADC 相关标准中没有规范的测试吗？   对ADC 制造厂商而言，标准绝对有关系。但作为使用这些ADC 的电路设计人员，ADC 制造厂商使用的相同标准对你可能并没有多大用处。在进行ADC 评估时，你会想到哪些标准呢？我想知道你的答案—请用电子邮件告诉我，我会在后续文章中与读者们一起分享。   参考文献 ·         《数据转换手册》中《 数据转换器历史 》，作者：Walt Kester，刊发于《模拟器件》（2005年Newnes出版社） ·         《 波形记录器数字化IEEE标准 》，IEEE1057-1994 ·         《 模数转换器术语与测试方法IEEE标准 》，IEEE1241-2000 ·         《 ADS1281性能开发套件(PDK) 》，刊发于2011 年 5 月TI SBAU143C