标签: 模数转换

任何器件选型，你都不可能对所有相关的技术指标面面俱到完全兼顾。对于ADC也是一样，但是到底有哪些指标值得你的关注？哪些指标不可忽略？选择转换器时，工程师通常只关注分辨率、信噪比（SNR）或者谐波。这些虽然很重要，但其他技术指标同样举足轻重。 ADI系统应用工程师Brad Brannon指出了9个常被忽略的ADC技术指标。一起来看看，你常忽略了哪些？ 分辨率 分辨率可能是最易被误解的技术指标，它表示输出位数，但不提供性能数据。部分数据手册会列出有效位数（ENOB），它使用实际SNR测量来计算转换器的有效性。一种更加有用的转换器性能指标是噪声频谱密度（NSD），单位为dBm/Hz或HznV。NSD可以通过已知的采样速率、输入范围、SNR和输入阻抗计算得出（dBm/Hz）。已知这些参数，便可选择一款转换器来匹配前端电路的模拟性能，这种选择ADC的方法比仅仅列出分辨率更有效。 许多用户还会考虑杂散和谐波性能，这些都与分辨率无关，但转换器设计人员一般要调整他们的设计，使谐波与分辨率相一致。 电源抑制 电源抑制（PSR）测量电源纹波如何与ADC输入耦合，显现在其数字输出上。如果PSR有限，相对于输入电平，电源线上的噪声将仅会受到30至50 dB的抑制。 一般而言，电源上的无用信号与转换器的输入范围相关。例如，如果电源上的噪声是20 mV rms ，而转换器输入范围是0.7 Vrms，，则输入上的噪声是–31 dBFS。如果转换器的PSR为 30 dB，则相干噪声会在输出中显现为一条–61 dBFS谱线。在确定电源将需要多少滤波和去耦时，PSR尤其有用，PSR在医疗应用或工业应用等高噪声环境中非常重要。 共模抑制 共模抑制（CMR）测量共模信号存在时所引起的差模信号。许多ADC采用差分输入来实现对共模信号的高抗扰度，因为差分输入结构本身能抑制偶数阶失真产物。 与PSR一样，电源纹波、接地层上产生的高功率信号、混频器和RF滤波器的RF泄漏以及能够产生高电场和磁场的应用会引入共模信号，虽然许多转换器未规定CMR，但他们通常具有50至80 dB的CMR。 时钟压摆率 时钟相关技术指标，尽管比较重要，但并不总是作出规定，而且可能难以确定。 时钟压摆率是实现额定性能所需的最小压摆率。多数转换器在时钟缓冲器上有足够的增益，以确保采样时刻界定明确，但如果压摆率过低使得采样时刻很不确定，将产生过量噪声。如果规定最小输入压摆率，用户应满足该要求，以确保额定噪声性能。 孔径抖动 孔径抖动是ADC的内部时钟不确定性。ADC的噪声性能受内部和外部时钟抖动限制。 在典型的数据手册中，孔径抖动仅限转换器。外部孔径抖动以均方根方式与内部孔径抖动相加。对于低频应用，抖动可能并不重要，但随着模拟频率的增加，由抖动引起的噪声问题变得越来越明显。如果不使用充足的时钟，性能将比预期要差。 除由于时钟抖动而增加的噪声以外，时钟信号中与时钟不存在谐波关系的谱线也将显现为数字化输出的失真。因此，时钟信号应具有尽可能高的频谱纯度。 孔径延迟 孔径延迟是采样信号的应用与实际进行输入信号采样的时刻之间的时间延迟。此时间通常为纳秒或更小，可能为正、为负或甚至为零。除非知道精确的采样时刻非常重要，否则孔径延迟并不重要。 转换时间和转换延迟 转换时间和转换延迟是两个密切相关的技术指标。转换时间一般适用于逐次逼近型转换器(SAR)，这类转换器使用高时钟速率处理输入信号，输入信号出现在输出上的时间明显晚于转换命令，但早于下一个转换命令。转换命令与转换完成之间的时间称为转换时间。 转换延迟通常适用于流水线式转换器。作为测量用于产生数字输出的流水线（内部数字级）数目的技术指标，转换延迟通常用流水线延迟来规定。通过将此数目乘以应用中使用的采样周期，可计算实际转换时间。 唤醒时间 为了降低功耗敏感型应用的功耗，器件通常在相对不用期间关断，这样做确实可以节省大量功耗，但器件重新启动时，内部基准电压源的稳定以及内部时钟的功能恢复都需要一定的时间，此时转换的数据将不满足技术指标。 输出负载 输出负载，同所有数字输出器件一样，ADC，尤其是CMOS输出器件，规定输出驱动能力。出于可靠性的原因，知道输出驱动能力比较重要，但最佳性能一般是在未达到完全驱动能力时。 在高性能应用中，重要的是，将输出负载降至最低，并提供适当的去耦和优化布局，以尽可能降低电源上的压降。为了避免此类问题发生，许多转换器都提供LVDS输出。LVDS具有对称性，因此可以降低开关电流并提高总体性能。如果可以，应该使用LVDS输出以确保最佳性能。 单调性 非单调性转换器是一种数字代码的斜率符号表现出局部变化的器件。因此，对于一个持续增加的模拟输入而言，数字输出表现出一个局部变化，其斜率从正变为负，再变回正。对于交流性能很重要的应用，非单调性表现一般不会有问题。但是，对于ADC是闭合环路一部分的应用，这种表现通常会导致环路不稳定和较差的性能。对于这类应用，应当仔细选择转换器，确保转换器满足单调性性能。 未规定标准 一个至关重要的未规定项目是PCB布局。虽然可规定内容的不多，但它会显著影响转换器的性能。例如，如果应用未能采用充足的去耦电容，就会存在过多的电源噪声。由于PSR有限，电源上的噪声会耦合到模拟输入中，并破坏数字输出频谱，如下图所示。 电容与性能(左)和有限电容性能(右) 找国产替代芯片，上道合顺大数据

运用于温度传感器的双积分模数转换电路计算（上）   写在前面：     在网上发表一篇文章实在不易，特别是像以下这种有很多公式的，还好有直接导入WORD的功能，要不然我都不想发了。就算有导入功能也还是挺折腾的，首先是字数超过了，我实际的字数没多少的，可能是公式或图片的关系。最后没办法，只能拆成两部分来发。解决了篇幅问题又发现有个别公式导入不成功，无奈只得将那些公式截图再上传！各位如果有好办法上传文章的还请不吝赐教！     另外，本人才疏学浅，写的这些东西可能很不成熟，也可能错漏百出，斗胆发到博客上来就是希望得到大家的批评和指正，这样才能有进步是吧！     所以，文中如有不妥之处，还请各位多多包涵并加以批评和指正，谢谢！   1.   双向积分实现的模数转换基本原理 1.1 清零过程： 每次对信号读取之前，原积分电路中会有残留电压，为确保测量的准确必须进行清零。所谓的“清零 ” 并不是一定要求将积分电路中的电压置为零，也不是要求将积分电路中的电容的电量清零，而是让电路回到一个已知的、稳定的状态，这个状态必须满足两个条件：第一、积分电容电量尽量低（即可充电余量尽量大一些）；第二、积分电路输出电压刚好越过比较器电路的“过零点”。条件一是为了给后续的被测信号提供足够的可充电空间（即足够的正向积分时间），条件二是为了让控制器端（即 MCU ）知道状态已达到，可进行下一步的正向积分过程。 这里有三个电压的选择必须注意：一是积分电路的比较电压；二是比较器电路的比较电压；三是送入到积分电路输入端的清零电压。这三个电压的选取需综合考虑电源区间、信号区间以及电容的充放电能力等。   1.2 正向积分过程： 该过程是向积分电路送入被测信号 V1 ，由被测信号 V1 进行固定时间 T1 的正向积分。这里的积分时间必须通过电路参数的计算来选取，必须保证积分时间 T1 内未达到电容的饱和状态。   1.3 反向积分过程：     该过程是向积分电路送入已知信号 V2 ，由该信号进行反向积分，直到输出电压发生跳转时停止反向积分，通过 MCU 控制端内部计时器计出该过程总共所花的时间 T2 ，继而由 T2 、 T1 、 V2 以及 RC 计算出 V1 ，计算公式如下： ………… 1   2.   实际电路的参数计算 2.1   电路图如图 1 所示，设定 VI1 为被测信号（区间为 -2~+6V ）， VI2 、 VI3 、 VI4 为双积分模数转换过程中使用的参考电压， VREF1 为积分器的参考电压，而 VREF2 为比较器的比较电压； 图 1 、双积分模数转换电路   2.2   本电路运放芯片的供电电源为± 8V ； 2.3   处理器（ MCU ）计数范围的计算： 2.3.1    本文以 C8051F021 为例； 2.3.2    由规格书知，该 MCU 的计时器为 16 位，则单次最大计数个数为 ，即其计数范围为 0~65536 个计数时钟。 2.3.3    如果采用 20MHZ 的外部晶振，且对其进行 12 分频，则单次计数时钟 。 2.3.4    单个计时器最大计时时间 即 39.32ms ；   2.4   由图 1 知，积分电路中的 RC 充电时间常数 由电容充放电特性及相关计算可知， C1 充电达到饱和状态所需时间 相反，如果要避免 C1 达到饱和状态，则需要控制充 / 放电时间   ； 2.5   当积分电路输入电压 VIVA1- （即 VIVREF1 ）时， C1 正向充电，则此时 VA1- ↗ = VO1 ↘ 因此，为保证 VI 在其输入范围内都能使 C1 正向充电，则由 -2V VI +6V 可知， VREF1 -2V ，可取 VREF1=-2.5V ； 2.6   由积分原理可知，积分过程如下图 2 所示：         2.6.1 其中， Vom 为运放的输出极限值，由运放特性及其电源可知：± Vom ≈ ± 7V ； 2.6.2 T0 为清零过程， T1 为正向定时积分过程， T2 为反向定值积分过程 ； 2.6.3 VREF2 为比较器电路中的比较电压，依比较器特性，有： 当 VO1 VREF2 时， VO2 = - Vom = -7V ； 当 VO1 VREF2 时， VO2 = + Vom = +7V ； 2.6.4 关于积分时间 T1 和 T2 的取值限制条件有：     （ 1 ） T1 + T2 Tmax (MCU 单个计时器最大计时时间 ) ；     （ 2 ） EMI 考虑，一般依据电源纹波及外界干扰；     （ 3 ） T1   ( 充电饱和时间 ) ，且 T2 ； （ 4 ）输入电压 VI 最大值及± Vom : 必须确保输入 VI 最大值时，整个正向积分 T1 过程的电压值都落在± Vom 区间内； （ 5 ）综合上述，可取 T1 = 10 ms ；则 T2 范围为： 0ms T2 29ms ；   2.6.5    关于 VREF2 的取值： （1） 由图 2 可知， VREF2 取值越大正向积分 T1 的空间越大； （2） 由双积分原理可得， 即   ……………… 2   由 -2V VI +6V 及 R1,C1,T1,-Vom ， VREF1 的取值可得，   VREF2 ≥ -1.333V ………………………………………… 3   （3） 综合上述，且考虑计算的方便，可取 VREF2 = +1V   2.6.6    设定待测电压为 VI1, 清零过程 T0 使用的电压为 VI3 或 VI4 ，反向定值积分过程使用的电压为 VI2 ； 2.6.7    关于清零过程 T0 ： （1） 如果在进入清零阶段时 MCU 监测到的 VO2 为负电平，则说明此时的 VO1 VREF2 ，即 VO1 -2.5V 。这种情况下的清零过程如图 3 所示。在清零时间 T0 内， VO1 逐渐减小，当 VO1 减到小于 VREF2 的时刻， VO2 电平发生翻转，由此判断清零过程结束。           设送入到 VI 的电平为 VI3 ， VO1 初始电压为 ，则有： VI3 VREF1 即 VI3 -2.5V……………… 4 VI4 VREF1 即 VI4 -2.5V……………… 5 ，即 ………………… 6 另外， …………………… 7         

  运用于温度传感器的双积分模数转换电路计算（下）   （2） 如果在进入清零阶段时 MCU 监测到的 VO2 为正电平，则说明此时 VO1 VREF2 ，清零过程如图 4 所示。在清零时间 T0 内，需先送入可使 VO1 进行反向积分的电平 VI4 ，同时监测 VO2 ，经过时间 TO1 后， VO2 电平由高翻转为低。继续送入 VI4 ，经过时间 T02 后，切换送入 VI3 ，使 VO1 进行正向积分，经过时间 TO3 后， VO2 电平再次发生翻转，此时，清零阶段结束。清零时间 TO = T01 + T02 + T03   A、 设 VO1 初始电压为 ，则有 ，即 …………………… 8 …………… 9   ………… 10 …… 11   ………………………………… 12   B、 上述 8、 9、 10 、11 式也可整合为： 即 ………………… 13   （3） 为方便 MCU 进行控制，可将 (1) 、 (2) 整合起来，如下图 5 所示，虚线部分表示当 处在± Vom 区间内的不同情况。不管 ，我们都可以送入 VI4 ，使其进行反向积分，当 V01 上升到最大值，即 V01=+ Vom 后， V01 将保持 + Vom 不变，除非将 VI 电平由 VI4 切换为 VI3 。   由此，我们可以将（ 1 ）、（ 2 ）整合并简化为：在 T01+T02 时间内，往 VI 送入反向积分电压 VI4 ，使 VO1 上升至 + Vom ；接下来在 T03 时间内，往 VI 送入正向积分电压 VI3 ，使 VO1 下降到 VREF2 ， MCU 控制端只需在 T01+T02 时间后监测 VO2 是否由低电平翻转为高电平即可知道是否已结束清零阶段。这个过程中有如下几点需注意： A、 为保证在 T01+T02 时间内，各种情况下的 VO1 都能变为 + Vom ，必须符合下式 ┄┄┄┄┄┄ 14 B、 在这种情况下， T03 在每个清零过程中都是固定的，在已知 VREF1 、 VREF2 、± Vom 、 VI3 时，可通过下式计算出 T03 ： ┄┄┄┄┄┄┄┄┄┄ 15     C、 依 4 、 5 式可取 VI4 = -8V ， VI3 = 5V 则由 14 、 15 可得： ，可取 ； ； D、 综上可得，清零过程总时间   （4）   通过优化电路为下图 6 所示，清零过程将变得更加方便快捷。分析如下： 图 6 、线路设计优化       A、   该电路的主要组成与上述的电路没有差异，唯一点不同的就是在 C1 两端增加了逻辑开关 K1 ，该开关可以通过 MCU 进行实时控制； B、 在清零开始时，通过 MCU 控制 K1 导通，由于 K1 阻抗非常小（通常小于 100 Ω ），因此 C1 电容将很快进入平衡状态。此时， A1 呈负反馈状态，且构成了射随器电路，电路稳定后的输出电压 VO1 = VREF1 ； C、 设 K1 导通阻抗为 R ， VO1 在上电初始的值为 ，则有 即   D、   实际运用中可控制 MCU 导通时间 即可； E、 开关导通 T01 时间后，由 MCU 控制断开 K1 ，同时往 VI 送入电压 VI4 使电容 C1 进行反向积分，经过时间 T02 后，输出电压 VO1 =VREF2 ，且有   代入各值可求得 T02 = 5.83ms 即 MCU 需控制往 VI 送入电压 VI4 的时间为 5.83ms ，至此，清零阶段结束；   F、 上述中的 T02 不容易准确的控制，电路中的 R1 、 C1 的不同也会影响 T02 的取值，这样会降低测量的准确性。因此，为了更准确的测量，我们可以参考本节第（ 2 ）点所述的清零办法，将 T02 分成两个阶段，第一个阶段是使 VO1 VREF2 ，第二个阶段是使 VO1 通过正向积分降到 VREF2 ，这样就可以通过 VO2 实时监测电路的最新状态。   2.6.8   关于正向积分过程 T1 ： 该过程由 MCU 控制向 VI 送入待测电压 VI1 ，同时 MCU 计时器开始计时，经过 T1 时间后， VO1 输出电压 即 …………………………… 16   2.6.9   关于反向积分过程及 VI2 的取值： 该过程由 MCU 控制向 VI 送入反向积分电压 VI2 ，同时监测 VO2 ，当 VO2 电平发生翻转时，计时器停止计时，计时器计时时间 …………………………………… 17 此时， VO1 输出电压 即 …………………………… 18   为满足 T2 29ms 的要求（由上述 2.6.4 推导），则当 T2 = 29ms 时，有 …………… 19   由 16 、 18 式可得： ……… 20   联合 17 、 20 式可求得 VI1   2.6.10   以上计算仅供参考，运用到实际电路时需依实际情况和需求进行各参数的选取； 2.6.11   如图 1 所示的 R4\R5 与 A2 可构成迟滞比较器，本文中仅使用基本的比较器电路，因此 R5 处留空。实际使用中可按要求配置成迟滞比较器。

中秋8天假期闲来无事，热转印了一块板子使用一个16bit的AD，目的在于 1，使用AD内部的PGA，在输入信号范围的确定下能够有效的利用该AD的分辨率。 2，有效的防止SPI接口迷失 3，验证这个AD的无噪声分辨率 在没有对SPI接口作出修改前，每次当我用手触摸AD的模拟通道时均会带来SPI接口的迷失。接口改进后，无论我怎么摸，SPI接口都没有迷失。 测试电路如下图： AD板： 在没有任何软件滤波下测得采集图：