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  • 2024-1-19 15:08
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    在电子设备中,电源模块是核心组件,将输入直流电压转为设备所需的各种直流电压。DC-DC电源转换器,特别是基于开关方式的转换器,因其高效、小体积和轻重量等优点被广泛应用。但设计优秀的DC-DC电源转换器并不容易。布局、电磁兼容性、电流和散热管理等方面均需深思熟虑和精细调整。 为优化供电性能,开关电源应靠近芯片放置,避免输出线过长导致压降。为降低电磁干扰,避免在开关电源周围布置敏感元器件。为增强稳定性和可靠性,需考虑布线策略、地线加粗、散热地设计等因素。 一、DC-DC电源应用介绍DC-DC应用类型简介 DC-DC电源是直流电压转换的核心设备,包括LDO等类型。其中,利用开关方式实现的器件常被称为DC-DC转换器。这类电源具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、可靠性高等优点,并能抗干扰、宽范围输出,因此在电子领域被广泛应用。 2、DC-DC电源工作原理 DC-DC电源的工作原理涉及到电压的转换和调节。这个过程主要是通过开关电源的变换器来实现的。DC-DC变换器在开关电源中负责将输入的直流电压转换为所需的输出直流电压。一般情况下,这个变换器的工作原理可以分为三个主要步骤: 1)滤波: 当市电经过输入开关接通后,首先经过整流电路变成脉动直流电,再经过滤波电路滤除纹波,变成平滑直流电,供给变换器进行变换。 2)变换: DC-DC变换器将输入电压通过功率开关管和储能电感产生一定的脉冲功率,然后利用脉冲变压器、整流滤波电路,得到相应的输出电压。电压的转换通过PWM(脉宽调制)或PFM(频率调制)控制开关管的开关时序来实现。在开关电源中,开关管的开关速度非常快,一般在几十微秒的时间内完成开关动作,这个速度要比传统线性电源的调整速度快很多。 3)调节: 输出电压的稳定是通过反馈环路来实现的。当输出电压升高时,通过取样电阻取得的样本信号就会升高,这个信号与基准电压比较后得出的误差信号就会增大,然后通过PWM或PFM控制的方式减小开关管的导通时间,从而降低变换器输出的平均功率,实现输出电压的稳定。 二、关键器件的选择 1、输出电感 电感储存磁能,确保电流稳定输出。选择电感时需权衡大小,大电感损耗小但响应慢,小电感快速响应但损耗大。考虑饱和电流,保证滤波效果。 2、分压电阻 分压电阻形成分压网络,反馈输出电压给控制电路,精准控制PWM占空比,稳定输出电压值。选择高精度电阻,确保电路精确性。 3、输入电容 选择输入电容需考虑等效电感和自谐振频率。大容值电容滤除低频噪声,小容值电容滤除高频噪声。组合并联使用可实现优异滤波效果,稳定输入电压并滤除交流成分。 4、输出电容 输出电容滤除开关纹波,确保输出电流纯净。容值越大,阻抗越小,纹波更容易流过。选择合适的输出电容对电路稳定工作至关重要。 在挑选这些核心组件时,我们需要综合考虑各种因素以求达到最佳平衡。比如电感的选取就在效率和响应速度之间寻找平衡;而分压电阻则需要精确稳定地反馈电压;输入输出电容则需要根据不同的工作频率噪声特性来进行挑选;最后的输出电容更是要综合考虑容值和ESR以最小化纹波。通过精心的挑选,我们可以使电路在高效、稳定的状态下工作,从而将电路的性能发挥到极致。 三、DC-DC电源布局布线建议 电源模块布局布线可提前下载芯片的datasheet(数据表),按照推荐的布局和布线进行设计。 1、布局设计 1)芯片电源接近原则:对于为芯片提供电压的开关电源,应确保它尽量靠近芯片放置。这样可以避免低电压输出线过长,从而减少压降,确保供电性能不受影响。 2)避免电磁干扰:开关电源在高电压大电流的状态下工作,可能会引发复杂的电磁兼容性问题。因此,开关电源周围应避免布置敏感元器件,以减少电磁干扰对元器件工作的影响。 3)以电源芯片为核心布局:在布局时,应以开关电源芯片为核心元器件进行组织。电源滤波器的输入及输出端在布局时要确保足够的距离,防止噪声从输入端耦合到输出端。元器件应整齐、紧凑地排列在PCB上,以减少和缩短各元器件间的引线和连接。 2、布线设计 1)避免平行导线:输入、输出端用的导线应尽量避免相邻平行,以减少不必要的电磁干扰。 2)加粗地线:加粗输入和输出之间的地线,能够确保电流稳定,并减少反馈耦合。 3)强电流引线处理:强电流引线,如公共地线、电源输入/输出线等,应尽可能加粗。这样可以降低布线电阻及电压降,进而减小寄生耦合而产生的自激。 3、散热考虑 1)散热地面积:由于开关电源的散热量比较大,散热地(铜)的面积应尽量加大,以确保热量的有效散发。 2)大面积铺铜与打孔:输入、输出端应尽量大面积铺铜并多打过孔,这样不仅可以满足电流的要求,还有助于提高散热效果。 结语: DC-DC电源转换器在电子设备世界中扮演着至关重要的角色,其设计涉及到众多精细且关键的环节。从理解其工作原理,到精心挑选核心组件,再到布局布线的优化设计,每一个环节都需要我们深入思考和精细操作。这不仅需要我们拥有扎实的专业知识,更需要我们具备创新思维和解决问题的能力。希望本文能对大家在设计DC-DC电源转换器时提供一些有用的参考和帮助。
  • 热度 6
    2022-9-12 10:05
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    一、产品描述 此款产品是为 TWS 耳机充电仓设计,可以实现 DC-DC 降压转换功能, 为充电仓备用电池充电,同时可以实现 DC-DC 升压转换功能,使充电仓可以为耳机充电,另在放电及充电过程中使用四颗 LED 显示电量。 二、产品技术规格 1. 通过 microUSB_A 输入 5V1A 的电源给充电仓锂电池充电;以 600mA 的充电 电流;电池为 600mAh ;理论一个小时即可充满电;;根据下面公式计算。 充电时间(小时) = 电池容量( 600mAh )÷充电电流( 600mA ) 2. 由充电仓锂电池输出 3.0-4.2V 电压;升压转换为恒定的 5V/150MA 电流;为 耳机电池充电。 充电时间(小时) = 耳机电池容量( 60mAh )÷耳机充电电流( 50mA ) 3. 待机静态功耗 8uA 。 注意:因电池特性,以上为理论值,具体值需实测。 三、 解决方案 一共分为 1 个架构 5 个模块 : (充电管理, DC 变换,过流保护,电量指示,锂电保护): 四、原理图 1. MICRO_USB _A 输入 4.5V to 6.5V 电源;提供给 ETA4045 向锂电池充电;精度达 到± 1% 的 4.2V 为默认充电电压;充电电流由 R7 调节充电电流。 2. 充电识别由 R3/R12 识别;根据公式计算: 3. XB5331 具有过充保护、过流保护、短路保护、为锂电池提供安全保护功能;延 长电池使用寿命;此电路采用双 layout 设计 。 4. 当锂电池自带有保护板;可以取消 XB5331 芯片;贴 R9 电阻 /0805/0R 即可满足需求。 5. 电量指示灯以每颗 LED 灯以 25 %的电量指示分配;第一颗灯亮是 25 %的电量显示; 第二颗 LED 灯亮是 50 %;第三颗 LED 灯亮是 75 %;第四颗 LED 灯亮是 100 %;此时表示电池电量为满电。 6. 同步升压变换器以 1UA 低功耗来识别负载 ; 当检测到负载时作出超快回应准确判断 负载 ; 实现无按键唤醒充电功能。 7. R1 是电流取样电阻;最大电流设计 150MA ;根据欧姆定律: 0.3V ÷ 0.15=2 欧。 8. MCU 负责电源系统各项协议工作 ; 侦测电池电量检测,侦测电池充电放电指示,侦 测超载保护,侦测短路保护,实现安全性能保护。 五、 Layout 布局 PCB 布线注意事项 : B+ 尽量靠近 ETA4054 与电感 L1 之间保证可共享 C7 电容维持电源平衡 减小纹波干扰;根据相应的公式计算在 1OZ 的铜箔走 0.6MM 连接线即可满足设计要求,尽量短,尽量靠近 IC ,所有电源电线走线尽量要粗些 . 滤波电容尽量靠近 IC 。 PCB : 主板 PCB 为 2 层板,材料为 FR4 (厚为 0.8MM. 长 * 宽 33.2mm*28.9mm) TOP 层 PCB : 六、 BOM 清单 七 . 异常问题改善处理 1. 电量指示 LED 显示位置错乱;重新调整 MCU 电量指示灯显示位置即可。 2. 放电没有电量指示灯显示;重新给 MCU 加载放电指令;做出相应的指示灯显示。 3. 给充电仓充电时间比较长;该充电管理芯片为 4054 规格书标识最大可以承受 700MA 电流;实测只有 500MA 就超出极限导致发热烧毁;调整为 300MA 电流充电;由 于充 电电流比较小;所以充电时间比较长(实测 2 小时 45 分左右)。 4 . 查阅数据手册 4056 最大充电电流为 1200MA; 用 4056 替代 4054 调整充电电流为 1000MA; 根据公式计算 ; 注电池要求 1C 以上才具备 1000MA 的充电电流。 充电时间(小时) = 电池容量( 600mAh )÷充电电流( 1000mA )具体值需实测 5 . 电池某种原因 保护;充电不能激活; ETA1061 使能端为上拉电阻;导致充电电压拉 低使电池无法充电;更改 ETA1061 使能端为下拉电阻;由单片机开机即可。
  • 热度 6
    2021-3-2 10:42
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    BUCK DC-DC  开关管占空比为什么不能是 100%
    buck dc-dc 或 step-down dc-dc 经常使用。在给电池充电时,有的时候希望DC-DC能像LDO一样输入输出低压差。但实际上能做到的几乎没有。 原因在于开关管的占空比不能做到100%。 假设在开关管上没有电压降,DC-DC的电压降直接取决于占空比。 分析一下,最常用的buck dc-dc 使用N沟道场效应管作为开关管。因为N管成本低,性能好。但是导通时,需要有正Vgs。N管 D极进S极 Vd, 比供电电压还要高。这个高电压一般使用升压电容 boost 来解决。 boost电 容一般是一端通过一个二极管接到供电端,另一端接到电感续流端。可以想像在处于续流状态时,续流端被接地,boost电容被充电。而 当开关管导通时,boost电容接到续流端的电压接近电源电压,而此时电容是被充电到电源电压的,所以电容另一端会被抬高到两倍电源电压 。这个抬高了的电压给栅极驱动使用。这也就说明,不能占空比100%,否则没有续流环节boost电容无法充电。 如果使用P管,则不需要这个boost电路,应该能达到100%占空比。
  • 热度 4
    2020-7-16 15:10
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    摘要 此报告将比较三种直流降压变换器之架构,包括电流模式、电流模式-恒定导通时间 (CMCOT) 和立锜专有之先进恒定导通时间 (ACOT) 架构。将详细解说此三种架构之间的差异,并将列出每一种架构在实际应用中之优缺点。 1. 简介 降压转换器被广泛应用于各种消费性和工业上的应用之中,其中常需转换器将较高的输入电压转换成一较低的输出电压。现有的降压转换器效率非常好,并能在变化范围很大的输入电压和输出负载的条件下,仍产生调节良好的输出电压。降压转换器有很多不同的回路控制方式:在过去,被广泛使用的是电压模式和电流 模式,然而近来恒定导通时间(COT)架构也常被使用,而有些降压转换器则是同时由电流模式和恒定导通时间来控制的。立锜的 DC-DC 产品组合包含了多种降压转换器,包括电流模式(CM),电流模式-恒定导通时间(CMCOT)和先进恒定导通时间(ACOT®)等架构。每种架构都有其优点和缺点,因此在实际应用中要选择降压转换器时,最好能先了解每种架构的特点。 2. 电流模式降压转换器 电流模式降压转换器之内部功能框图显示于图一。 图一、电流模式转换器之内部功能框图 在典型的电流模式控制中,会有一个恒定频率来启动高侧MOSFET,并有一误差放大器将反饋信号与参考电压作比较。然后,电感电流的上升斜率再与误差 放大器的输出作比较;当电感电流超过误差放大器的输出电压时,高侧MOSFET 即被关断 (OFF),而电感电流则流经低侧MOSFET,直等到下一个时钟来到。电流斜坡再加上斜率补偿之斜坡是为要避免在高占空比时的次谐波振荡,并提高抗噪声性能。电流模式转换器之回路带宽(FBW)是由误差放大器输出端的补偿元件来设定,通常设在远低于转换器的开关频率。电流模式转换器之稳态和负载瞬态变化操作之波形显示于图二。 图二、电流模式转换器之稳态与负载瞬态的波形 恒定频率频率使得电流模式控制的系统对于负载的突然变化,反应会相当地慢,尤其是用在低占空比的应用之中。这是因为一旦高侧 MOSFET 被关断 (OFF) ,它就会一直保持关断,直等到下一个频率来到。当转换器试图满足新的负载需求时,带宽的大小也限制了可达到的最大占空比。在负载呈现快速步阶变化的应用 中,电流模式转换器则会产生较大的输出电压波动。在步阶负载时,电压骤降值 ΔV 是和负载步阶的幅度和速率、输出电容和转换器的带宽有关。为确保电流模式转换器有良好的稳定性,回路带宽通常设在开关频率的 1/10 或甚至更低。 电流模式转换器的另一个缺点是,控制高侧 MOSFET关断的决定点是在高侧 MOSFET 导通的时候 (ON),即在电流与系统的噪声都较高的时候。因此有必要要过滤噪声,并且也对高侧 MOSFET 的最小导通时间造成一些限制。如此反过来又限制了降压转换器的最小占空比范围。恒定斜率补偿通常也会在某些特定的输入和输出电压条件下,限制电感值的大小。电流模式转换器尚具有的优点:内部频率使开关频率得以在各种输入和输出条件下,都保持非常稳定;这在某一些应用中是非常重要的。此内部频率也可以与外部频率信号同步,所以在相同的频率下,可运作数个转换器。 表一列出了电流模式降压转换器的优点和缺点。 表一 电流模式降压转换器 优点 缺点 · 稳定的恒定频率 · 可与外部频率同步 · 成熟的技术 · 可使用 MLCC,并保持稳定 · 对快速负载步阶的反应较慢 · 需误差放大器补偿 · 需斜率补偿 3. 立锜之电流模式 - COT(CMCOT)降压转换器 立锜之电流模式-COT 降压转换器之内部功能框图显示于图三。 图三、电流模式-恒定导通时间转换器之内部功能框图 CMCOT降压转换器并没有内部频率;高侧 MOSFET 会恒定导通一段预定导通 (ON) 时间。占空比是借着改变高侧 MOSFET 的关断 (OFF) 时间而调整的。 CMCOT 转换器也包含了电流检测及误差放大器。然而现在则是用电流的下降斜率和误差放大器的输出作比较,所以电流检测是藉由低侧 MOSFET。这比较容易实现,而且也较不易受噪声影响,特别是在低占空比的情况之下,因为系统不需要等待下一个频率来到,所以能较快速地反应突然的步阶 负载。一当输出凹陷/下沉,误差放大器之输出电压会上升,且上升至电流的下降斜率时,一个新的导通 (ON) 时间周期就会启动,使转换器之电流再次上升。CMCOT 转换器之稳态和负载瞬态变化操作之波形显示于图四。 图四、电流模式 – COT 转换器之稳态与负载瞬态的波形 电流的谷值是随着误差放大器的输出而定的,因此误差放大器的增益和速率会影响转换器之反应速率。在CMCOT架构中,由补偿元件所设定的最大带宽 是和导通 (ON) 时间的倒数有关的,并不像电流模式是和开关频率有关。因此 CMCOT转换器的带宽会比电流模式转换器的带宽高,而且在快速的负载步阶时,输出电压的波动也较小。 CMCOT在高占空比时,不会有次谐波振荡的问题,因此就不需要斜率补偿,而这就使得可选择的电感值范围更大。在仅有恒定导通时间控制之架构中,不同输入和输出电压条件下,开关频率的变化范围可能会很大。然而,立锜 CMCOT 转换器的导通 (ON) 时间是由一个特殊的电路来控制的,它会慢慢地调整导通时间,以调节平均的开关频率,使其达到所默认的频率。和电流模式类似的是,在有步阶负载时,电压骤降 值 ΔV 是和负载步阶的幅度和速率、输出电容和转换器的带宽有关;而所不同的是地方则是,在 CMCOT 中,由补偿元件所设定的最大带宽可高于开关频率的1/10。 CMCOT也有一些缺点:由于转换器是藉由改变频率来调节输出电压,所以转换器无法和外部频率同步。频率控制回路的波形也显示开关频率的改变是和负载的瞬态变化有关。 表二列出了CMCOT 降压转换器的优点和缺点。 表二 立锜之电流模式-COT (CMCOT) 降压转换器 优点 缺点 · 快速反应负载步阶的变化 · 低侧电流检测 · 最低导通时间小,占空比可较低 · 恒定的平均开关频率 · 可使用MLCC,并保持稳定 · 无需斜率补偿 · 需误差放大器补偿 · 无法与外部频率同步 · 负载瞬态变化时,频率变化范围较大 4. 立锜之 ADVANCED-COT (ACOT®)降压转换器 立锜之 Advanced-COT (ACOT®) 降压转换器之内部功能框图显示于图五。 图五、ACOT 降压转换器之内部功能框图 ACOT® 降压转换器不包含误差放大器或电流检测;而是直接将反饋信号(DC电压值 + 纹波电压)与内部参考电压作比较。当反饋信号低于参考电压时,会启动一个新的恒定导通 (ON) 时间周期,电感电流也因此而上升。若尚未达到额定之输出电压,在很短的一个遮没周期 (blanking period) 之后,即会启动另一导通 (ON) 时间周期,一直到电感电流达到所需之负载电流,且输出电压达到额定电压值为止。传统的 COT 转换器需要和电感电流同相位的输出电压纹波,才能稳定地控制开关;如此就需要有高 ESR的输出电容。为了能使用低 ESR 的陶瓷电容,立锜之 Advanced-COT 架构会在内部产生一个 PSR 脉动信号,并加到来自转换器输出端的纹波和 DC 电压;相加之后,再与内部参考电压作比较。当此相加电压低于参考电压时,比较器会启动导通时间产生器 (ON Time Generator)。输出电压的突然下降随即会产生一个新的导通时间周期,且只要尚未达到额定之输出电压,此转换器可连续地产生新的导通时间周期;而这 也就是 ACOT 架构之所以能对负载的瞬态变化有极快的反应速度的原因。内建的特殊锁频回路系统会慢慢调整导通时间,以调节平均的开关频率,使其达到所默认的频率值。 ACOT 转换器之稳态和负载瞬态变化操作之波形显示于图六。 图六、ACOT 转换器之稳态与负载瞬态的波形 在负载瞬态变化期间,ACOT 转换器之电压骤降值的近似公式如下: 其中,δmax 是转换器在负载瞬态变化期间可达到的最大占空比,且是和导通时间与消隐时间有关的。 ACOT 转换器在快速负载瞬态变化时,频率变化很大。当某些应用是在一些特定的开关频率波段较敏感时,就必须特别留意动态负载的情形,因为在此情况下的频率变动是最为显著的。 表三列出了ACOT降压转换器的优点和缺点。 表三 立锜之 Advanced-COT (ACOT®) 降压转换器 优点 缺点 · 极快速反应负载步阶的变化 · 无需电流检测 · 最低导通时间小,占空比可较低 · 恒定的平均开关频率 · 可使用MLCC,并保持稳定 · 无需斜率补偿 · 无法与外部频率同步 · 动态负载时,开关频率 (FSW) 变动也很大 5. 测量结果比较 以下将用三个立锜的产品、分别代表三种架构之低电压降压转换器,且都应用于 5V → 1.2V / 1A 的条件下,来作实际的比较: RT8059 (1.5MHz/1A 电流模式降压转换器) RT8096A (1.5MHz/1A CMCOT 降压转换器) RT5784A (1.5MHz/2A ACOT 降压转换器) 此三个应用电路所使用之主要元件(如输出电容和电感)都完全相同,所以测量的结果和差异即完全是因不同的控制架构所产生的,也因此可直接作为此三种架构之比较。 转换器是以快速的负载步阶作为测试条件;其中 dI/dt 斜率值是仿真 MCU Core 及 DDR 为负载的情形。 RT8059 之应用与测试结果: 图七显示立锜之电流模式降压转换器 RT8059 的应用电路图;RT8059有内建的补偿电路,且外加的前馈电容 C7 可改善反应的时间。 图七、RT8059 于5V → 1.2V / 1A的应用 测量结果:(电流模式) RT8059于550mA的快速步阶负载 步阶负载的输出波形 输出电压骤降值为65mV或5% 在瞬态变化期间,占空比慢慢地改变 图八 RT8096A 之应用与测试结果: 图九显示立锜之 CMCOT 降压转换器 RT8096A 的应用电路图;RT8096A 也有内建的补偿电路,且外加的前馈电容 C2 可改善反应的时间。 图九、 RT8096A于5V → 1.2V / 1A的应用 测量结果:(CMCOT) RT8096A于 550mA 的快速步阶负载 步阶负载的输出波形 输出电压骤降值为49mV或4% 在瞬态变化期间,频率会增加,因此占空比也会增加 图十 测量结果显示,在 5V → 1.2V 的应用中,CMCOT 降压转换器的负载阶跃响应比电流模式降压转换器好,约20%,所以在这方面,二者差异并不大。当 CMCOT 用在需更高降压比的应用时,导通时间会更小,带宽会更高,这时 CM 和 CMCOT 二者在负载阶跃响应的差异将会更明显。 RT5785A 之应用与测试结果: 图十一显示立锜之 ACOT 降压转换器 RT5785A 的应用电路图;RT5785A 可直接和输出电压 VOUT 连接,并用以决定导通 (ON) 时间。无需前馈或其他补偿。 图十一、RT5785A于5V → 1.2V / 1A的应用 测量结果:(ACOT) RT5785A于 550mA 的快速步阶负载 步阶负载的输出波形 输出电压骤降值为24mV 或 2% 瞬态变化期间,频率会立即增加,以达到最大占空比 图十二 所以在此三种架构中,ACOT降压转换器的负载阶跃响应最为优异。 6. 总结 当要选择降压转换器来配合实际的应用时,需要考虑对于该应用较为重要的参数。例如,在应用的负载电流相对稳定的情况下,你可以采用电流模式(Current Mode)的降压转换器。如果在某些频率之下系统很容易受噪声影响时,可能需要采用电流模式降压转换器,且和外部频率信号同步,以精确设定开关频率。电流模式转换器的最小导通时间却受到一些限制;因此有高开关频率的电流模式降压转换器不适用在高降 压比的应用之中。 如果在应用中,负载的瞬态变化较为适中,可选择 CMCOT 架构的降压转换器,使得在负载瞬态变化期间,输出电压的波动可以降低。CMCOT 转换器在负载瞬态变化的表现比标准电流模式降压转换器好,约 20〜30%。 CMCOT 转换器在低占空比的应用中,也不易受噪声影响。由于它的最小导通时间非常小,CMCOT降压转换器可用于需较高降压比的应用之中。负载瞬态变化时,可看见 CMCOT 转换器开关频率的变化。 如果在应用中,负载的瞬态变化极为快速(如看到负载为 CORE 和DDR的情形),最好是选择ACOT降压转换器,其负载瞬变的响应可改善 2 到 4 倍,且 ACOT 转换器特别适用于低占空比的应用。由于它的最小导通时间非常小,有高开关频率之 ACOT降压转换器可用于需较高降压比的应用之中。在负载瞬态变化时,ACOT转换器的开关频率也会有很大的变动。由于无需回路补偿和斜率补偿,所以 ACOT的电路设计是非常简单、有弹性、且非常具成本效益的。 来源:立锜科技电子报
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    2014-4-8 14:44
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    这里会详细讨论DC-DC转换器的抗干扰性这一主题,先简单聊聊DC-DC转换器,自从电子学诞生以来,就流传着一句老话…“所有问题都是DC问题。” 当然,DC指“直流”,即电路中穿过导体由A点至B点的单向电流。我们知道,这里所说的“问题”意思很简单,就是…问题。那么,为什么所有问题都是DC问题呢? 我们知道,电流和电子简单来说是完整电路系统中,各种导体和器件中的电流产生的能量。因此,归根结底是一种能量转换。能量是做功的能力,以两种形式存在:1)势能和2)动能。势能是一种非活动状态的蓄能 (如电池端子间的电压)。动能是势能转变为活动状态时产生的能量 (如电流穿过灯泡)。电子学简单来说是通过控制各种导体中的电流,将势能 (电压) 转变为动能 (电流) 的科学! 欧姆‘DC定律’必须始终满足能量转换才能产生作用!因此,电路输入与输出之间的每一部分,无论是否具备AC功能,必须出色设计电路的DC结构,才能有效支持无论何种形式的能量转换。换句话说,如果电路DC设计不良,不可能实现AC性能。 这种情况给设计师造成极大压力,需要在电源与接地之间“模拟设计”的基础上,掌握多学科领域高水平专业技术。相对于各种输入信号,要想在各种电压条件下以低噪声转换直流 (DC),首先需要选择正确的DC-DC转换器。DC-DC转换器有各种尺寸和类型:转换器包括线性、开关模式和磁电等不同类型。而且,升压 (步升) 和降压 (步降) 功能采用类型各异的能量转换电路。正确了解这些电路类型,可以避免使用时性能下降。后面,我们可以分析行业领导者推出的器件,如国家半导体公司最近推出的Simple Switcher电源模块。 “所有问题都是DC问题…”,在考虑DC-DC转换器时了解这一点,可以为良好的电路设计奠定基础。 线性调节器 线性调节器是所有DC-DC转换器最基础的器件。线性调节器是一种稳压器,相对于在“非线性”开关模式区域工作的开关调节器(我们将在后面讨论这种器件),线性调节器在“线性区域”工作。线性调节器必须满足为负载提供额定电源 (低噪声达到可接受水平),同时降低输出阻抗的要求,以使电压增益不受负载阻抗值的影响。线性调节器起可变电阻的作用,调节分压网络,以保持恒定的输出电压,同时提供各种负载电流。 图1所示为线性调节器原理图。图中所示为“串联”线性调节器电路,因为调节器件 (晶体管Q) 与负载R2串联。电路调节齐纳二极管DZ输出电压 (因为晶体管基极电流是齐纳管至R1偏置电流的很小一部分)。晶体管发射极输出电压低于齐纳管电压一个二极管压降,并有足够的电流增益驱动高输出值Iout (经R2)。尽管电路具有良好的输出电压调节能力 (只要Q在线性区域工作),但仍会感应负载、电源变量(Vs)、噪声和电源纹波。其中有些问题可以采用负反馈电路感应电路输出来解决,其他时候,这个电路往往用作电压基准,支持更加先进的线性调节器设计。设计或选择线性调节器时,还必须慎重考虑电噪声、电源Vs至Vout产生的纹波,以及调节器输出中可能耦合的共模电压。 例如,选择线性调节器时,必须认真确定电路功率要求和稳压器输出特性。以国家半导体公司LM340/LM78XX系列三端正压调节器为例,这类线性调节器是业界具有基础设计要素的标准器件。一般情况下,部分器件规定了固定输入电压条件下的固定输出电压 (一般Vs-Vout2V),以及最大固定输出负载电流Iout。负载调节在给定输出电流范围内 (∆Iout) 定义输出电压 (∆Vout) 的变化。由于输出电压接近Vs输入电压,串联输出电压调节晶体管 (Q1) 近饱和状态和电压/电流增益衰降,会导致负载调节特性恶化。这种情况也适用于线路调节。线路调节是在给定输入电压 (∆Vs) 范围内改变输出电压 (∆Vout)。同样,∆Vo线路调节一般以mV级定义低电平∆Vs,随着输入电压的变化,mV级可以放大十倍(与输出电压相比),达到输出电压调节晶体管接近击穿点时,其增益会随之下降。线路调节还可以实现纹波抑制 (∆Vin/∆Vout比),且应大于60 dB,以避免AC波纹通过输入电源线路接入线性调节器DC输入电压。纹波抑制对于需要保证精确增益和dc精度的模拟系统至关重要。对进入线性调节器的电源纹波,还可以通过增加必要的电源去耦电容,进一步滤除线性调节器输入和输出中不希望出现的纹波来加以改善 (后面我们将深入讨论电源去耦问题)。 去耦示意图 (Vout通过与两个电容串联的L接地) 正确去耦以降低噪声的一些重要设计理念如图2所示。将一个大容量电解电容C1 (一般为10 µF – 100 µF) 放在线性调节器输出端附近 (2英寸以内)。这个电容用作电荷库,可即刻为负载提供电流,而不必通过调节器/电感提供电。小容量电容C2 (一般为0.01 µF – 0.1 µF) 的位置应尽可能靠近负载,这个电容的目的是降低负载的高频噪声。所有去耦电容应连接大面积低阻抗接地层,以降低阻抗。线性调节器输出端电感器L1 (通常采用小型铁氧体磁珠) 限制系统内噪声并抑制外部负载高频噪声,同时避免内部产生的噪声 (来自负载) 传播到系统的其他部分。 去耦可以非常有效地滤除 (频带限制) 线性调节器的噪声功率。线性调节器噪声功率往往规定为几微伏均方根值 (rms),如LM340/78XX系列。这个噪声值可以限定在10Hz至100 KHz窄带宽范围内,但必须注意,如果不采用交流去耦的话 (如上所述),实际噪声带宽会非常高。 最后,尽管线性调节器使用简便 (一般为3个端子,即输入、接地和输出),在大部分电路环境下具有出色的DC和AC特性,但在热特性方面存在极大局限性。由于线性调节器内部电路输入电压Vs高于输出电压Vout (Vs-Vout2V),这种压差(Vs-Vout)乘以输出电流 (Iout) 给出的功率值,最终成为线性调节器和系统的热耗散。必须认真考虑这种热量转换因素。在整个设计中,必须考虑正确散热和系统周围气流问题。例如,如果线性调节器最大结温为150 °C (且系统中没有散热器或气流),系统环境温度可达到125 °C;如果Θja接近 50 °C/W,线性调节器最大功率输出应限制在 ½ W以下,以保持在可接受的结温极限以内。这是为什么线性调节器对于需要大功率和热效率的系统存在显著缺点。下面的文章,我们将讨论解决这两个问题的开关调节器。 线性调节器仍是电子器件和系统设计的关键,无论驱动其他器件的独立电路,还是驱动其他片上电路的子单元。为保证整体系统达到最高性能,需要认真设计并遵守技术规格的要求。开关稳压器 开关稳压器是所有DC-DC转换器中最高效的一种稳压器。开关稳压器能效显著高于线性稳压器,当然,其不利的一面是开关过程中会产生很高的输出噪声。不过,开关稳压器拓扑结构广泛适用于各种应用场合,包括步升 (升压)、步降 (降压)和转换电压调节(升压/降压)。 开关稳压器中内置功率开关管 (通常为垂直金属氧化物半导体,简称VMOS,但也可采用双极器件)。功率开关管开/关工作周期确定储存多少能量,然后为负载供电。与线性稳压器采用电阻间能效低下的压降方式调节电压不同,相对来说,开关稳压器几乎无功耗! 其秘密就在于其中的功率开关管。开关管打开时,其两端为高电压,而电流为零。开关管闭合时,开关管输出高电流,而两端电压为零! 由于从电感器过来的电压和电流存在90度相位差 (也没有DC压降),因此开关稳压器可以达到极高的能效水平。 下面,以升压转换器为例,简要介绍步升开关稳压器的功能 (参见图3)。图1所示是一种简单的升压转换器,由电感、功率开关管、整流二极管和电容组成。电感的主要功能是储能并限制进入开关管的电流变化率 (否则只能单独由开关电阻限制高峰值电流)。在稳定状态条件下,开关管打开,电感为电容充电,直到+Vout与+Vin相等 (二极管电流为零)。开关管闭合时,由于二极管防止电容+Vout (仍然等于+Vin)对地放电,输入电压+Vin作用于电感。通过电感的电流以+Vin/L比率线性增长,di/dt (随开关管闭合时间) 。而当开关管再次打开时,电感电流经整流二极管为电容充电,电压以I/C比率按dv/dt比值增长 (随开关管打开时间)。如果功率开关管工作周期 (D=tclosed/(tclosed+topen)) 等于50%,理想条件下+Vout可以达到Vin+Vin,即两倍于施加的输入电压 (因为稳定状态下,平均电感电压肯定等于零) ! 当然,工作周期DV会相应改变,而调整输出电压可以得到Vout=Vin/(1-D)的结果。这为用户采用升压转换器拓扑结构,在DC输入电压(+Vin) 限定的条件下,以加倍DC输出电压,在给定的整体能效范围内驱动电路负载提供了极大的灵活性。 当然,虽然理想的升压转换器在功效方面具有显著优点,但也需要考虑电路的实际限制性。升压转换器最大的功耗因素是整流二极管。简单的功耗计算方法为(热状态下),正向压降乘以穿过整流二极管的电流。为最大限度提高效率,可用另一支功率开关管取代二极管。这支整流开关管可在主开关和闭合时,以先断后通的模式打开,从而防止两支开关管同时导通。采用这种配置,功效可以达到90%以上。 以National Semiconductor公司的LM2578A/LM3578A开关稳压器为例,这种开关稳压器采用双极型晶体管作为功率开关器件。它含有一个板载振荡器,可利用一支1Hz至100 kHz以下 (典型值) 外接电容设置开关频率。输出电流最高可达750 mA,带有限流和热关断功能。当LM2578A/LM3578A按升压转换器配置时 (例如,Iout=150 mA时,Vin=+5V,Vout=+15V),器件的负载调节为14 mV (30 mA Vin 8.5V)。同样,线性调节是在给定输入电压范围内 (∆Vin),改变输出电压 (∆Vout)。在DC电源控制的系统中,可以相当轻松地控制线性调节。但在使用开关稳压器时,设计人员需要当心,因为器件Iout电流中固有的常量变化,会造成负载调节输出电压不稳。14 mV 负载调节会使15V系统产生约1%的波动,而且在没有正确去耦的情况下,开关噪声 (来自电路负载) 会向后感应到升压转换器的Vout (我们将在后面详细说明),这样,会使电路负载性能下降变得非常难以管理。 总之,当能效成为首要因素 (如电池供电的便携式设备),以及+Vin电源一般为DC电压,而需要较高+Vout输出电压时,开关稳压器是最理想的选择。同时,在大功率情况下 (高于几瓦),开关稳压器更加经济,因为它们产生的热量小,从而消除了复杂的散热设计的成本并节省了空间。注意开关稳压器输出电压纹波,及对其所驱动的电路产生的影响,可以显著提高设计水平。 更多可参考http://www.eepw.com.cn/news/listbylabel/label/%E8%BD%AC%E6%8D%A2%E5%99%A8
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