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太阳能光伏发电是当今世界上最有发展前景的新能源技术，太阳能光伏发电系统按照系统运行方式的不同可分为离网型光伏发电系统、并网型光伏发电系统以及混合型光伏发电系统。随着我国光伏发电系统的迅速发展，尤其是光伏屋顶计划的实施，国内对离网型光伏逆变器的需求将越来越大。离网型光伏发电系统主要是由光伏电池阵列、控制器、逆变器、储能装置等环节组成，如图1所示，其中逆变器是光伏系统中重要的器件之一，其可靠性和转换效率对推行光伏系统、降低系统造价至关重要。 目前，国内同类产品主要存在以下不足：a．大多采用单片机控制，实时性差，数据处理及通信能力有限；b．采用变压器，体积大、笨重；c．输出电压精度不高，不能满足社会发展的需要。本文提出了5kW光伏控制器的设计方案，可以广泛用于离网型光伏发电系统、风光互补发电系统，具有体积小、重量轻、输出电压精度高、波形好、现场总线实现智能监控等特点。 1、5kW离网型光伏逆变器基本结构 光伏逆变器的结构如下所示，包含一次回路和二次回路两部分，其中一次回路由输入滤波电路、Boost升压电路、全桥逆变电路和输出滤波电路等组成，二次回路由TMS320Fz812控制器电路、信号检测电路、人机交互电路和通讯电路组成。下面就5kW离网型光伏逆变器的硬件主电路和控制策略进行设计。图2光伏控制器结构图 2、5kW离网型光伏逆变器硬件设计 目前，常用的离网型逆变电路主要有三种拓扑结构：工频隔离单级逆变器、高频隔离两级逆变器和无隔离两级逆变器。经理论计算和实践验证，使用一种更适合用在光伏发电系统中的电路拓扑结构：无隔离两级逆变，也叫做Boost逆变器，如图3所示。 通过输入滤波电路对光伏太阳能输入的48V直流电进行滤波处理，然后通过Boost升压电路进行升压，采用全桥逆变进行逆变处理，输出SPWM波，最后经过LC低通滤波器进行滤波，输出50Hz频率的正弦波。 2．1 输入滤波电路的设计 输入滤波电路是由滤波电容组成，用来减小输入端电压的脉动，假设变换器传输最大功率为Pmax，由输入输出功率相等可得出一个周期内输入滤波电容所提供的能量约为 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 2．2 Boost电路 Boost电路如图4所示，其中Q为全控型的功率器件IGBT，Boost电路是一种输出电压等于或高于输入电压的非隔离直流变换电路，当光伏控制器的输入电压在允许范围波动时，通过控制功率开关器件Q的导通比D，使输出电压保持稳定。 根据Boost电路中电感电流是否连续可以分为电感电流连续、电感电流断续和电感电流临界连续三种工作模式。当工作于临界工作模式时，电感的取值满足式(3)。 2．3 单相全桥逆变电路 本文中单相全桥逆变电路的驱动波形是通过调制法得到的，信号波和载波的产生以及调制都是通过DSP2812实现的。SPWM有三种调制方式：同步调制、异步调制和分段同步调制，本设计输出频率是50Hz，频率不是太低，所以采用同步调制方式。 2．4 LC低通滤波器 SPWM波中含有载波频率的整数倍及其附近的谐波分量。为了获得良好的输出电压波形，必须利用LC低通滤波器消除高次谐波。随着载波比的升高，最低次谐波离基波越远，也就更容易进行滤波，提高载波比将有效改善输出电压质量，但载波比的提高受制于功率开关器件的开关速度以及开关损耗等因素，LC低通滤波器的选取主要考虑几个方面的因素，噪声、抑制能力、输出阻抗、逆变电流应力。 设计中还要综合考虑滤波电路的体积、重量以及制作成本，通常截止频率选择在开关频率的1／10～1／20，本设计中选择系统开关频率为18kHz，逆变器输出交流电源频率为50Hz，初步确定截止频率为1kHz，滤波器中有两个待定的参数，即滤波电感和滤波电容。 LC低通滤波器的结构如图5所示， 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 3、5kW离网型光伏逆变器的控制策略 SPWM控制技术在逆变电路中的应用十分广泛，本文采用PID控制与闭环负反馈控制相结合的数字控制策略。 3．1 控制脉冲的产生 本文采用TI公司的TMS320F2812为主控芯片，F2812共有两个事件管理器EVA和EVB，每个都可产生8路的脉冲输出，其中由全比较单元输出3对互补的信号，每对互补信号的延迟时间可由相应的死区定时器产生，事件管理器利用内部的定时器和比较单元产生相应的脉冲。文中通过EVA输出一对互补的SPWM脉冲信号和一路独立输出的PWM信号，分别控制Boost升压电路和逆变器电路。 3．2 输出频率的计算 逆变器输出SPWM脉冲信号的频率是50Hz，SPWM波形每个正弦波周期输出的点数主要取决于目标输出正弦波的频率和SPWM脉冲波的载波频率。如SPWM的载波频率为18kHz，要输出的正弦波的频率分别为50Hz，所需要的正弦表的点数N为 3．3 闭环负反馈控制 DSP2812实时检测输出输入的电压、电流值，反馈到DSP内部，经PI调节后，改变相关寄存器参数，控制驱动脉冲的波形，实现实时闭环控制，系统的控制框图如图6所示，系统采用二个闭环负反馈调节，根据反馈信号的不同，实时调节输出，使输出稳定。另外，当输出电流信号突然增大到超过最大允许电流时，关闭PWM输出，以保护逆变装置不受损害。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 4、5kW离网型光伏逆变器软件设计 4．1 SPWM控制程序 本设计利用事件管理器的一个完全比较单元输出一对互补的PWM脉冲，时钟由通用定时器1提供，计数器的工作方式设置为连续增减方式。功率开关器件有一定关断延迟，当同一桥臂的上管关断时，下管不能马上开通，否则将会由于短路而击穿，使用DSP事件管理器的全比较 单元中的死区控制器，在同一桥臂的开通与关断间插入一个死区时间，防止短路现象发生，保护功率器件。SPWM程序主要包括：对EV初始化、相关变量初始化、正弦表的产生和CMPR1的重载，前3个功能都是在主程序中完成。正弦表产生语句如下： 4．2 A／D转换中断服务程序 A／D转换的触发源设置为EV中的事件源触发，当AD单元接收到触发信号时，自动开始A／D转换，且将转换结果自动存入结果寄存器ADC-RESULT中，当转换结束信号到来时，进入ADCINT中断服务程序进行相应处理。在中断服务程序中首先读取转换结果，利用算术平均值滤波算法对转换结果进行数字滤波，按一定关系转换成相应的实际电压和电流，计算电流和电压的有效值，传递到主程序中进行判断和谐波分析并通过液晶显示出来，程序流程图如图8所示。 5、测试验证 将5kW光伏逆交器的一次回路和二次回路进行组装测试，结合软件编译环境CCS3．3输出波形如图9所示，结果中给出了逆变电路在稳态运行时的实验结果。 在稳态运行时，测得到电压有效值在216V到226V之间波动，频率在49．6到50．5Hz之间波动，测试结果表明，本设计满足设计要求。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载

　　采用TMS320F2812 DSP芯片为控制单元，在无需任何门控器件控制的情况下，利用DSP 2812丰富的软件资源实现了等精度测量。根据每个门闸时间内高频标准脉冲的个数与已知被测信号的个数，求得被测信号频率，再通过多次平均得到最终结果。 　　* 本作品获得2008年德州仪器(TI) C2000 DSP大奖赛命题组一等奖，并得到合肥工业大学2008年大学生创新性实验计划项目的资助 　　作品的意义与概况 　　随着微电子技术和计算机技术的飞速发展, 各种电子测量仪器在原理、功能、精度及自动化水平等方面都发生了巨大的变化, 特别是DSP技术诞生以后，电子测量技术更是迈进了一个全新的时代。近年来，DSP逐渐成为各种电子器件的基础器件，逐渐成为21世纪最具发展潜力的朝阳行业，甚至被誉为信息化数字化时代革命旗手。在电子测量技术中，频率是最基本的参数之一，它与许多电参量和非电量的测量都有着十分密切的关系。例如，许多传感器就是将一些非电量转换成频率来进行测量的，因此频率的测量就显得更为重要。数字频率计是用数字来显示被测信号频率的仪器，被测信号可以是正弦波、方波或其它周期性变化的信号。 　　数字频率计广泛采用了高速集成电路和大规模集成电路，使得仪器的体积更小、耗电更少、精度和可靠性更高。而传统的频率计测量误差较大，范围也较窄，因此逐渐被新型的数字频率计所代替。基于DSP的等精度频率计以其测量准确、精度高、方便、价格便宜等优势将得到广泛的应用。 　　我们设计的简易数字频率计在未采用任何门控器件控制的情况下，在很宽的范围内实现了等精度频率测量，0.5Hz~10MHz的范围内测量方波的最大相对误差小于2e-6，测量正弦波的最大相对误差小于3.5e-5；结果通过RS232通讯显示在计算机上，可以很方便地监测数据。 　　方案设计 　　总体介绍 　　传统的等精度测频法使用门控器件产生门控信号，从而实现实际门闸信号与被测信号同步，消除对被测信号计数产生的一个脉冲的误差，其原理图如图1所示。 图1 传统的等精度测量原理 　　由硬件控制计数的门闸时间，当预置们信号(即定闸门信号)为高电平时，基准信号计数器CNT1和被测信号计数器CNT2并不启动，而是等被测信号的上升沿来到时才同时开始计数；当预置们信号为低电平时，两个计数器并不马上关闭，同样要等到被测信号上升沿来到后再关闭；于是，实际闸门时间就是被测信号周期的整数倍，从而实现了闸门与被测信号的同步。但是，实际的门闸时间并不固定，与被测信号的频率有关。此外，无论是采用计数器还是单片机，在实现等精度测量时总是离不开门控器件。 　　本设计基于DSP丰富的软件资源，经过判断和处理，完成了对被测信号频率的等精度测量。硬件上无需任何门控器件，简化了电路。系统框图如图2所示，信号处理部分以TMS320F2812 DSP芯片作为控制和测量的核心；信号调理部分主要是完成对信号的放大、整形和限幅；标准频率信号由30MHz有源晶振产生，作为高频标准填充脉冲；通过DSP的SCI模块与上位机实现通信，结果显示在上位机上。 图2 系统框图 　　频率/周期测量 　　在对被测信号频率和周期的测量中，等精度测量是基于DSP比较匹配时T1PWM引脚输出电平的跳变作为门闸信号的开启和关闭，由于比较匹配发生在被测信号的上升沿，从而实现了门闸时间与被测信号的同步。原理图如图3所示。 图3 本等精度频率测量原理 　　通用定时器T1时钟输入选择外部定时器时钟，此处用调理后的被测信号作为定时器T1的时钟输入，定时器T2时钟输入选择内部CPU时钟，用来产生高频标准填充脉冲。F2812片上EVA中通用定时器T1在发生比较匹配事件时，其比较输出引脚T1CMP输出信号会自动改变电平状态，产生PWM波。捕获单元CAP1设置为上升沿捕获，T1PWM输出的PWM波上升沿被CAP1捕获到，读取此时定时器T2的计数值，同理在下一次比较匹配时再次读取定时器T2的计数值。通过两次T2CNT值的相减，即可获得该门闸时间内标准填充脉冲的个数，然后求出被测信号频率。  　　基于DSP比较匹配时T1PWM引脚输出电平的跳变作为门闸信号的开启和关闭，由于比较匹配发生在被测信号的上升沿，从而实现了门闸时间与被测信号的同步。两个相邻的比较匹配产生的PWM波的上升沿分别作为门闸信号的开启和关闭信号，其中被测信号的个数为整数，并且是由我们自己任意设定的。定时器T2时钟输入选择内部CPU时钟，用来产生标准填充脉冲。设定捕获单元CAP1为上升沿捕获，当其捕获到上升沿时读取堆栈CAPFIFO内的值，在下一次捕获到时再读堆栈内的值，计算出标准填充脉冲的个数Ny，保证Ny的个数不小于一定的值，即可保证门闸时间大于一定的值。假设现在希望一个门闸时间内高频填充脉冲的总数不小于n，当Nyn时，就增大定时器T1的定时周期，即增大定时器T1周期寄存器TIPR的值。存在公式T1PR+1=n/Ny，由于n/Ny不一定为整数，假an/Nya+1(a为整数)，则取n/Ny=a+1，表现在被测信号上，则与传统的用硬件控制一样，用下一个被测信号的上升沿作为门闸信号的关闭信号，只不过该上升沿发生在下一次的比较匹配时。然后，再在该门闸时间内读取高频填充脉冲的个数，有Ny≥n，从而得出高精度的被测信号频率。在本设计中，定时器T1并不关闭，前一门闸时间的关闭信号同时作为下一门闸信号的开启信号。 　　周期测量与频率测量的基本原理完全相同，测出信号频率，根据公T=1/f即可得出被测信号的周期。 　　误差分析 　　定时器T1计数的启停时间都是由该信号的上升沿触发的，在一次测量时间内对被测信号的计数无误差；在此时间内标准频率脉冲的计数个数Ny，最多相差一个脉冲，故理论误差为： 　　|d|≤1/Ny 　　显然，测量精度仅仅与Ny有关，只要Ny值足够大，就能保证精度。 　　硬件设计 　　如图4所示，将被测信号经过高速运放OPA2690进行放大，在经过高速比较器TL3016进行整形 ，由于比较器在对低频正弦波信号进行整形时，输出波形的边沿有比较严重的抖动，影响测量。解决办法是对比较器加入正反馈，加速信号边沿，同时形成滞环，可有效消除抖动。整形后的信号经过高速施密特触发SN74LVC1G14进行限幅和进一步整形。测量部分主要使用DSP2812芯片上定时器T1的时钟输入引脚TCLKINA、定时器T1的比较输出引脚T1PWM和捕获单元CAP1的输入引脚CAP1，即可完成频率测量。通讯部分选择MAX3221作为RS-232电平转换器件，通过9芯标准RS-232口与上位机进行串行通信。主要使用了DSP的串行通信发送引脚SCIRXD和串行通信接收引脚SCITXD。 图4  硬件电路连接图 　　软件设计 　　软件设计部分主要包括以下四部分： ·初始化：对变量参数、系统时钟、PIE、EV、Flash、GPIO等进行配置。 ·中断模块：SCI中断和定时器T2、T3上溢中断。 ·数据处理模块：分段+取算术平均值。 ·输出操作模块：数据经RS-232传给上位机。 　　图5为测频率、周期软件流程图，图6为定时器2的溢出中断流程图。 图5  测频率、周期流程图 图6  定时器T2溢出中断流程图 　　在该部分初始化时，要进行以下配置：通用定时器T1时钟输入为外部定时器时钟，通用定时器T2时钟输入为内部时钟输入，用来对标准脉冲进行计数，该标准脉冲由外部30MHz的有源晶振提供；捕获单元1设置为上升沿捕获，用来捕获T1PWM引脚输出PWM波的上升沿，在每次比较匹配时读取定时器T2的计数值T2CNT，该值保存在CAP1FIFO内。初始化时要将捕获单元1的状态寄存器中的FIFO堆栈状态设置成空堆栈；将定时器T1的定时周期设置为4个被测信号的周期长度，通过测得的定时器T1的一个定时周期内的标准脉冲的个数，计算出被测信号频率，然后对被测信号进行分段，分别为低频段(小于46.875Hz)，中频段(大于46.875Hz，小于2343.75KHz)，以及高频段(大于2343.75 KHz)，其中分段的依据是定时器的计数饱和值为65536和计数个数应大于等于1。若信号频率为中高频段则重新配置定时器T1，定时器T2的寄存器，来改变定时周期以及每个门闸时间内的高频填充脉冲的个数。在定时器T1的下一个定时周期内计算出频率和周期。另外，定时器T2的溢出次数要在第一次发生比较匹配时清零，而是否是第一次发生比较匹配则通过设置一个标志来判断。当溢出次数清零后才开始记溢出次数，直到第二次发生比较匹配。 　　 下一步改进意见 　　该方法的测量误差主要来自硬件部分，整形电路的优劣直接关系到测量精度的高低。所以我们下一步的工作就是改进整形电路的整形效果和抗干扰性能，尽最大可能减小信号整形带来的误差。 　　由于DSP定时器在计数时存在计数饱和的情况，因此在实现该等精度测量时存在上限，即当被测信号频率高于高频填充脉冲的频率时，该方法就不能实现等精度了。可以在该方案的基础上进行以下处理：选择定时器T1定时周期内被测信号的个数固定，可设置T1PR为65529，同时将定时器T2的时钟修改为75MHz，这样就能保证每个门闸时间内高频填充脉冲的个数，从而在对高频信号实现频率和周期测量时保证了精度。 　　但选择定时器T1时钟输入为外部时钟时对被测信号的输入范围存在限制，如果要进一步提高测量的信号的范围，使得范围达到上百兆或上G赫兹，可以考虑相位测量的方法，将被测信号设为360度，根据被测信号与标准信号之间的X度相位差，计算被测信号频率。

　　随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。在实验室和工业部门，三相正弦波变频电源常用于各种测量和控制电路中，产生单相或三相正弦波信号作为基准信号，基准正弦波的波形质量直接影响到测量和控制的精度。对于一个良好的正弦信号源，要求其输出的基准正弦波信号幅值、频率高度稳定、失真度小、带负载能力强、幅值可调，对于三相正弦波信号还要求三相对称度好。兼顾这些要求往往使电路变得复杂。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。 　　 l 工作原理 　　系统总体电路结构由主回路、控制电路、采样电路、反馈电路和各类保护电路等部分组成，系统原理图如图1所示。 点击看原图 　　 1．1 主回路及工作原理 　　主回路中有三大部分组成：整流滤波电路、三相全桥逆变电路和三相无源滤波电路。整流滤波电路将单相交流电变成直流电，三相全桥逆变电路将直流电变成三相交流电，三相交流电经过三相滤波电路后得到标准的三相正弦波电源，主回路原理图如图2所示。 点击看原图 　　 1．2 控制回路工作原理 　　控制电路的调制波采用SPWM波，对正弦波输出变频电源进行SPWM调制，数字化控制，是以TMS320F2812数字信号处理器为主控芯片，实现电源的最佳控制。控制回路原理图如图3所示。 点击看原图 　　 1．3 控制策略 　　电源利用TMS320F2812中的事件管理器，采用SPWM调制的方式，逆变器输出信号经三相无源滤波后得到标准的正弦波。控制结构图如图4所示。 点击看原图 　　 1．4 软启动功能及故障处理 　　电源系统设置了软启动功能、开路保护、短路保护、MOSFET过流保护、缺相保护和负载不对称保护。 　　电源控制系统有三种工作模式：正常工作模式，启动模式及保护模式。 　　当电源开始工作或者在故障后启动的时候，为了防止负载侧电压上升过快而导致电路故障，我们采用软启动的方法，这时，控制系统处于启动模式下。软启动包括两个部分。首先，在输入侧通过对输入的三相电压慢慢升压的方式，我们可以保证逆变电路不会因母线电压直接加上去而导致故障的发生。另外，在逆变电路的控制过程中，我们需要采用闭环控制方法，通过采样记录分析的数据调整驱动信号频率，当负载侧电压上升到一定值的时候，我们再将电路转入正常工作的模式之下，所以在软启动条件下，负载侧不会因瞬间出现的高电压而发生故障。 　　在电源运行的过程中，由于短路故障，工作电流将急剧升高，若不采取措施，将会使电路中许多元器件被过电流破坏。过电流发生时，电路中的过流保护装置会动作，这时，控制电路的驱动信号将被闭锁，驱动信号停发，电路由正常工作模式转入保护控制模式。保护模式下，控制系统会在闭锁驱动信号后，经过一定的时间，自动地进行重启动，如果再发生过电流，电源将停止工作。 　　 2 软件设计 　　2．1 软件总体设计 　　软件部分主要包括SPWM的产生，A／D转换，PID调节，频率捕获，软启动和保护。主要功能是通过正弦脉宽调制技术控制三相桥式逆变器，使其输出频率可调、幅值稳定的三相正弦电压，通过A／D转换对输出的电压和电流进行采样，对输出电压、电流实时监控，当电流超过3．6A时切断三相逆变桥的输出，对电路进行保护。通过PID调节使输出电压变化时也能及时的做出反应，使输出电压稳定在36V。在系统的启动过程中使用软启动减少电压和电流对系统回路的冲击。 　　主程序流程图如图5所示。 点击看原图 　　 2．2 SPWM生成原理 　　SPWM流程图如图6所示。在程序的初始化部分建立一个正弦表，在系统运行的时候可以通过查表的方式得到想要的数据。假设在一个正弦波周期内采样的次数为NX，则在第i个点的采样值为 点击看原图 点击看原图 　　在实际使用中由于正弦表中的值要能被比较寄存器使用，所以不能出现负值，从上式可以看出当此 时就不能正常使用了，因此可以把上面的公式改写为下面的形式： 点击看原图 　　其中PR为周期寄存器中的计数周期值。 　　对yi取整，从i=1到i=NX，得到NX个正弦采样值的表格，设置通用定时器的计数方式为连续增减计数方式，在中断程序中调用表中的值即可产生相应的按正弦规律变化的方波信号。 　　这里NX取180，载波比为3的整数倍(载波比=调制波频率／载波频率)，这样可以使三相输出波形严格对称，减少谐波对输出电压波形的影响。 　　 2．3 显示电路 　　为了提高产品的人机交互性，系统中加了显示电路，经过比较，我们采用SPLC50lA液晶显示屏完成显示工作，显示电路与DSP2812连接框图如图7所示： 点击看原图 　　TMS320F2812对任何一个映射在XIN TF区的外部器件进行读／写访问都可划分为三个阶段：建立阶段、激活阶段和跟踪阶段。这次设计中LCD映射到了XINTF0，默认情况下三个阶段的周期分别为6个XTIMCLK周期，14个XTIMCLK周期和6个XTIMCLK周期，如果将XTIMCLK的频率设置为SYSCLKOUT的l／2，则读／写周期的最大值为1 80ns。三个阶段的读写时序图如图8所示： 点击看原图 　　凌阳SPLC501液晶模块的使能信号CS的周期最小为166ns，时序图如图9所示。由前面分析可得，DSP的读写周期最大值为180ns，液晶模块的读写周期最小为166ns，DSP的读／写时序能满足该液晶模块的要求。 点击看原图 　　 3 创新点设计 　　本系统设计采用交一直一交变频方式，系统整体结构运用模块化设计，将变频电源的各部分很好的结合在一起，实现变频输出；高精度显示电压、电流、频率、有功功率，所测信号数值为真有效值，电压输出精度高，误差小于5％，输出三相正弦波失真度小，并且具有过压、过流、缺相保护等功能，性能稳定，本系统设计的创新点在于： 　　1)结合TMS320LF2812芯片的AD单元，对三相变频电源的输出线电压、线电流进行采样，外扩随即存储器，通过SPLC50l液晶显示器显示电压、电流以及频率的值，可以实现自主采样和数据传输，大大提高数据采集效率，实时的显示变频电源的电压、电流的有效值，显示精度高，实时性好。 　　2)结合TMS320F2812事件管理器EV单元，采用正弦脉宽调制(SPWM)技术，通过对SPWM程序进行设计和改进算法，可以有效的调节三相变频电源输出的频率和有效值，实时陛好，精度高。 　　3)变频电源系统控制部分完全实现了数字化，控制精度更高，抗干扰能力强。 　　 4 测试结果 　　根据设计要求，我们试制了样品，由示波器观察到的相电压和线电压波形(见图10～图13)可以看出，波形基本上没有失真，并且通过调节调制度和正弦波的频率可以改变输出电压的大小，达到了设计要求。 点击看原图 　　 5 结论 　　研制的数字化三相变频电源，经过两次试制，其间经过多次试验，并且对控制原理、电路结构等方面进行改进，现已逐步完善并经过考验，证明了本电源的有效性及可靠性。

　   随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。在实验室和工业部门，三相正弦波变频电源常用于各种测量和控制电路中，产生单相或三相正弦波信号作为基准信号，基准正弦波的波形质量直接影响到测量和控制的精度。对于一个良好的正弦信号源，要求其输出的基准正弦波信号幅值、频率高度稳定、失真度小、带负载能力强、幅值可调，对于三相正弦波信号还要求三相对称度好。兼顾这些要求往往使电路变得复杂。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。 　　1 工作原理 　　系统总体电路结构由主回路、控制电路、采样电路、反馈电路和各类保护电路等部分组成，系统原理图如图1所示。 　　1．1 主回路及工作原理 　　主回路中有三大部分组成：整流滤波电路、三相全桥逆变电路和三相无源滤波电路。整流滤波电路将单相交流电变成直流电，三相全桥逆变电路将直流电变成三相交流电，三相交流电经过三相滤波电路后得到标准的三相正弦波电源，主回路原理图如图2所示。 　　1．2 控制回路工作原理 　　控制电路的调制波采用SPWM波，对正弦波输出变频电源进行SPWM调制，数字化控制，是以TMS320F2812数字信号处理器为主控芯片，实现电源的最佳控制。控制回路原理图如图3所示。 1．3 控制策略 　　电源利用TMS320F2812中的事件管理器，采用SPWM调制的方式，逆变器输出信号经三相无源滤波后得到标准的正弦波。控制结构图如图4所示。 　　1．4 软启动功能及故障处理 　　电源系统设置了软启动功能、开路保护、短路保护、MOSFET过流保护、缺相保护和负载不对称保护。 　　电源控制系统有三种工作模式：正常工作模式，启动模式及保护模式。 　　当电源开始工作或者在故障后启动的时候，为了防止负载侧电压上升过快而导致电路故障，我们采用软启动的方法，这时，控制系统处于启动模式下。软启动包括两个部分。首先，在输入侧通过对输入的三相电压慢慢升压的方式，我们可以保证逆变电路不会因母线电压直接加上去而导致故障的发生。另外，在逆变电路的控制过程中，我们需要采用闭环控制方法，通过采样记录分析的数据调整驱动信号频率，当负载侧电压上升到一定值的时候，我们再将电路转入正常工作的模式之下，所以在软启动条件下，负载侧不会因瞬间出现的高电压而发生故障。 　　在电源运行的过程中，由于短路故障，工作电流将急剧升高，若不采取措施，将会使电路中许多元器件被过电流破坏。过电流发生时，电路中的过流保护装置会动作，这时，控制电路的驱动信号将被闭锁，驱动信号停发，电路由正常工作模式转入保护控制模式。保护模式下，控制系统会在闭锁驱动信号后，经过一定的时间，自动地进行重启动，如果再发生过电流，电源将停止工作。 　　2 软件设计 　　2．1 软件总体设计 　　软件部分主要包括SPWM的产生，A／D转换，PID调节，频率捕获，软启动和保护。主要功能是通过正弦脉宽调制技术控制三相桥式逆变器，使其输出频率可调、幅值稳定的三相正弦电压，通过A／D转换对输出的电压和电流进行采样，对输出电压、电流实时监控，当电流超过3．6A时切断三相逆变桥的输出，对电路进行保护。通过PID调节使输出电压变化时也能及时的做出反应，使输出电压稳定在36V。在系统的启动过程中使用软启动减少电压和电流对系统回路的冲击。 主程序流程图如图5所示。 2．2 SPWM生成原理 　　SPWM流程图如图6所示。在程序的初始化部分建立一个正弦表，在系统运行的时候可以通过查表的方式得到想要的数据。假设在一个正弦波周期内采样的次数为NX，则在第i个点的采样值为 　　在实际使用中由于正弦表中的值要能被比较寄存器使用，所以不能出现负值，从上式可以看出当 此时就不能正常使用了，因此可以把上面的公式改写为下面的形式： 　　其中PR为周期寄存器中的计数周期值。 　　对yi取整，从i=1到i=NX，得到NX个正弦采样值的表格，设置通用定时器的计数方式为连续增减计数方式，在中断程序中调用表中的值即可产生相应的按正弦规律变化的方波信号。 　　这里NX取180，载波比为3的整数倍(载波比=调制波频率／载波频率)，这样可以使三相输出波形严格对称，减少谐波对输出电压波形的影响。 2．3 显示电路 　　为了提高产品的人机交互性，系统中加了显示电路，经过比较，我们采用SPLC50lA液晶显示屏完成显示工作，显示电路与DSP2812连接框图如图7所示： 　　TMS320F2812对任何一个映射在XINTF区的外部器件进行读／写访问都可划分为三个阶段：建立阶段、激活阶段和跟踪阶段。这次设计中LCD映射到了XINTF0，默认情况下三个阶段的周期分别为6个XTIMCLK周期，14个XTIMCLK周期和6个XTIMCLK周期，如果将XTIMCLK的频率设置为SYSCLKOUT的l／2，则读／写周期的最大值为1 80ns。三个阶段的读写时序图如图8所示： 　　凌阳SPLC501液晶模块的使能信号CS的周期最小为166ns，时序图如图9所示。由前面分析可得，DSP的读写周期最大值为180ns，液晶模块的读写周期最小为166ns，DSP的读／写时序能满足该液晶模块的要求。 　　3 创新点设计 　　本系统设计采用交一直一交变频方式，系统整体结构运用模块化设计，将变频电源的各部分很好的结合在一起，实现变频输出；高精度显示电压、电流、频率、有功功率，所测信号数值为真有效值，电压输出精度高，误差小于5％，输出三相正弦波失真度小，并且具有过压、过流、缺相保护等功能，性能稳定，本系统设计的创新点在于： 　　1)结合TMS320LF2812芯片的AD单元，对三相变频电源的输出线电压、线电流进行采样，外扩随即存储器，通过SPLC50l液晶显示器显示电压、电流以及频率的值，可以实现自主采样和数据传输，大大提高数据采集效率，实时的显示变频电源的电压、电流的有效值，显示精度高，实时性好。 　　2)结合TMS320F2812事件管理器EV单元，采用正弦脉宽调制(SPWM)技术，通过对SPWM程序进行设计和改进算法，可以有效的调节三相变频电源输出的频率和有效值，实时陛好，精度高。 　　3)变频电源系统控制部分完全实现了数字化，控制精度更高，抗干扰能力强。 　　4 测试结果 　　根据设计要求，我们试制了样品，由示波器观察到的相电压和线电压波形(见图10～图13)可以看出，波形基本上没有失真，并且通过调节调制度和正弦波的频率可以改变输出电压的大小，达到了设计要求。 　　5 结论 　　研制的数字化三相变频电源，经过两次试制，其间经过多次试验，并且对控制原理、电路结构等方面进行改进，现已逐步完善并经过考验，证明了本电源的有效性及可靠性

    今天上午看完了手头DSP开发板的硬件原理图，我的DSP是TMS320F2812前几天纠结于手头没有3.3V电源，今天发现，在开发板上面集成了3.3V、1.8V、5V电源。初步打算用DSP点亮一个发光二极管。硬件电路已经搭好，准备软件，软件别写完成之后，出现如下问题：   error: errors encountered during linking; "GpioLed.out" not built   Compilation failure C:\Program Files\Texas Instruments\ccsv4\utils\gmake\gmake: *** Error 1 C:\Program Files\Texas Instruments\ccsv4\utils\gmake\gmake: Target `all' not remade because of errors.       现在还没有解决，等待明天继续把这个问题搞掂。       上午看了一上午电视剧，罪恶呀。中午本来打算去吃麦当劳，听说18元套餐有公仔送，去了之后，发现不是这么回事，是65元套餐有公仔送或者单独花18元买个公仔。这就印证了那句话：“经目之事犹恐为真，过耳之言岂能全信”     刘翔意外失误，导致了各种舆论，难道你看到的那些新闻报道和那些评论都是真的吗？一定要保持一颗清醒的头脑，要有自己的判断，作出的结论要符合自己的世界观和价值观，要平心而论。 都说男人活在这个世界上难，难吗？难得是控制自己的欲望，比如说今天上午，我完全可以控制住自己看电视剧的欲望，但是我没有控制住，就我这样的自控能力能成功吗？显然不能。不控制自己的欲望，就是在欺骗自己的灵魂，在给自己的灵魂开脱。     我认为，控制欲望，对于现在的我而言，主要有两个方面，一是娱乐，二是爱情。 现在不需要娱乐，更不需要爱情。 就是要坚持自己现在走的路，现在真是清醒的意识到，应该老实儿的完成每个阶段应该完成的工作，不要想入非非。研一的时候，挂了两科，这学期还要补回来，想象现在，研一的生活状态，导致了我现在既没有把应该完成的事情完成还失去了爱情。2012年12月31之前，三项任务：重考、兼职、电阻抗成像系统。重考应该是在11月份，那么在10月份之前，除了兼职，就是弄电阻抗成像。