标签: 逆变器

随着对逆变器的功率密度、效率、输出波形质量等性能要求逐渐增加，中点钳位型(Neutral Point Clamped，NPC)的三电平拓扑逆变器已经得到了广泛的应用，典型的三电平拓扑有二极管型NPC(NPC1)、Conergy NPC(NPC2)、有源NPC(ANPC)，如下图所示。 相对于传统的两电平逆变器， 三电平逆变器有以下优点： 1. 输出波形的谐波成分少： 三电平逆变器相对两电平逆变器，增加了一个零电平通路，相电压可输出三个电平，即+Vdc/2、0、-Vdc/2，根据下图可以看到三电平逆变器输出的电压波形更加接近正弦波，具有更低的THD。 2. 损耗减小，开关频率提升，系统成本降低： 如NPC1拓扑中开关器件的电压可减小为原来的一半，器件开关损耗大幅降低，因此可提高开关频率减小输出滤波器的体积和成本，如果在功率等级不变的情况下，可通过提高母线电压减小输出端的电流，减少输出线缆的成本。 3. 器件可靠性提升： 在同样电压等级的系统中，三电平拓扑中器件承受的阻断电压降低，器件的可靠性得以提升。 4. 改善电磁干扰EMI： 由于开关过程中器件的dv/dt大幅降低，系统电磁干扰得到改善。 当然三电平拓扑也存在一些劣势，例如器件成本增加、控制算法复杂度提升、损耗分布不均衡和中点电位波动等问题，但由于三电平拓扑的独特优势，在光伏、储能、UPS、APF等众多场合得以广泛使用，下面就常见的三电平拓扑进行介绍。 01 NPC1 1.1 电流路径 上图中蓝绿色线条为导通电流路径，紫色线条为对应的零电平换流路径，功率因数为+1对应①和②两种模态，功率因数为-1对应③和④两种模态； 1.2 损耗分布 以F3L225R12W3H3器件(NPC1)在100kW PCS的仿真为例，仿真条件为Vdc=1000V，Vac=380V，Fsw=16kHz，Fout=50Hz，在逆变工况时，NPC1的损耗主要集中在T1/T4管，包括导通损耗和开关损耗；T2/T3为常开状态，损耗主要为导通损耗；D5/D6在换流时导通，其损耗包括导通损耗和反向恢复损耗。 在整流工况下，损耗主要集中在D1/D4管和T2/T3管，D1/D4存在导通损耗和反向恢复损耗，T2/T3在换流时产生导通损耗和开关损耗，而D2/D3和D5/D6仅存在导通损耗。 02 NPC2 在NPC2拓扑中，用一对共射极或共集电极的IGBT和反并联二极管代替NPC1二极管钳位的功能，减少了两个二极管器件，其中T1/T4管承受全母线电压，T2/T3管承受半母线电压。 2.1 电流路径 NPC2的工作模态和NPC1类似，在逆变工况下，正半周期时，T2保持常开状态，T1和D3换流；负半周期时，T3保持常开状态，T4和D2换流。在整流工况下，正半周期时，T2仍保持常开状态，由D1换流至T3/D2；负半周期时，由D4换流至T2/D3。 2.2 损耗分布 以F3L500R12W3H7器件(NPC2)在100kW PCS的仿真为例，仿真条件为Vdc=1000V，Vac=380V，Fsw=16kHz，Fout=50Hz，在NPC2拓扑中T1/T4为高压器件，开关损耗较大些，但由于电流路径上的开关器件数量减少，导通损耗更小，因此NPC2拓扑在中低开关频率的系统中效率更优。而NPC1拓扑中电流路径上的器件数量增加，会产生更大的导通损耗，但每个器件只承受半母线电压，开关损耗大幅降低，因此在高频时更有优势。 以Irms=150A，Vdc=730V，PF=1，M=1的工况为例进行仿真，使用相同电流等级，不同耐压的模块组成两电平、NPC1和NPC2拓扑，各拓扑产生的总损耗随开关频率变化的曲线如上图所示，可以看到两电平拓扑仅在低频时总损耗较小，NPC1和NPC2拓扑的总损耗在16kHz时存在交叉点，交叉点前NPC2拓扑整体损耗低于NPC1拓扑，效率更优，在交叉点后NPC1拓扑的总损耗的上升速率低于NPC2拓扑，高频下NPC1拓扑的效率更优，值得注意的是交叉点的频率也随应用工况和具体器件特性不同而略有差异。 03 ANPC 将NPC1中的钳位二极管更换为IGBT和反并联二极管就形成了ANPC拓扑，其拓展了两条零电平换流路径，通过对零电平换流路径的选择和控制可以实现更均衡的损耗分布和更小的换流回路杂感。 3.1 电流路径 ANPC在每个模态时的零电平换流有多条路径可供选择，根据调制算法的不同分为ANPC-1和ANPC-2以及ANPC-1-00等，三种调制算法的状态表如下所示。 可以看出在ANPC-1中，采用短换流回路进行换流，T2和T3以输出电压基波分量的频率进行开关动作，其余均以开关频率进行开关动作(表中以深灰色标记)。 在ANPC-2中，采用长换流回路进行换流，T2和T3以开关频率进行开关动作，其余均以输出电压基波分量的频率进行开关动作。 ANPC-1-00是在ANPC-1的基础上增加了‘0’状态，此时0+和0-充当P至0和N至0转换时的中间切换态，ANPC-1-00调制算法通过两条并联的换流路径减小了零电平时的导通损耗，以上不同的调制算法会产生不同的损耗分布。 本文主要和大家讨论了三电平逆变器拓扑的优势、常见三电平拓扑的换流路径、损耗分布，后续会针对三电平的双脉冲测试、阻断态均压问题、调制策略等内容和大家讨论，敬请期待。 来源：Hou Henry/英飞凌工业半导体

TK49N65W5是由东芝设计的一款强大的N沟道MOSFET，专门为寻求高效能和可靠性电子设计的工程师量身定制。这款元件属于东芝的DTMOS系列，采用超级结结构，在开关电压调节器中表现出色。在本文中，我们将探讨TK49N65W5的关键特性、优势以及应用场景，为工程师在将这款MOSFET集成到设计中时提供必要的见解。 TK49N65W5的关键特性 低漏源导通电阻（RDS(ON)） ： TK49N65W5在标准条件下（VGS = 10 V, ID = 24.6 A）的典型RDS(ON)值仅为0.051 Ω。这种低电阻确保了操作期间的功率损耗最小化，对于高效能电源和转换器至关重要。 快速反向恢复时间 ： TK49N65W5的典型反向恢复时间（trr）为145 ns，非常适合高速开关应用。这一特性降低了开关损耗，提升了系统的整体效率，非常适用于需要快速响应时间的电力电子产品。 高电压和电流处理能力 ： 该MOSFET可以承受高达650 V的漏源电压（VDSS）和在25°C下49.2 A的连续漏电流（ID）。这些规格使其在广泛的高压应用中表现出色，包括工业电源、马达驱动和可再生能源系统。 热性能 ： TK49N65W5具备优异的热特性，其通道到壳体的热阻（Rth(ch-c)）为0.313°C/W。这种特性使得热量可以有效散发，确保MOSFET即使在高负载条件下也能可靠运行。 增强型工作模式 ： 该MOSFET的栅极阈值电压（Vth）范围为3到4.5 V，易于控制和集成到各种栅极驱动电路中。对于需要精确控制MOSFET开关的复杂系统设计，这一灵活性非常有利。 应用场景 TK49N65W5 MOSFET用途广泛，可在众多应用中发挥作用。以下是一些适合这款元件的关键场景： 开关电压调节器 ： 其低RDS(ON)和快速开关特性使得TK49N65W5成为开关电压调节器的理想选择。它确保了高效的能量转换，最大限度地减少了热量产生，并提高了电源的整体效率。 可再生能源逆变器 ： 逆变器是太阳能和风能系统中的关键部件，高效的DC到AC转换至关重要。TK49N65W5的高电压处理能力使其适用于这些系统，确保在不同负载条件下的可靠运行。 马达驱动 ： 在工业和汽车应用中，TK49N65W5可以用于需要精确控制和高效电源管理的马达驱动。其快速开关和坚固的设计即使在苛刻的环境中也能保证平稳运行。 不间断电源（UPS） ： 在UPS系统中，可靠性和效率至关重要。TK49N65W5提供了所需的性能，以确保连续的电力供应，减少停机风险并延长系统寿命。 设计考虑 在将TK49N65W5集成到设计中时，必须考虑热管理和栅极驱动要求。尤其是在高电流应用中，适当的散热设计对于维持安全的工作温度至关重要。此外，确保栅极驱动电压在规定范围内，将优化MOSFET的性能和寿命。 工程师还应查看东芝的半导体可靠性手册，并遵循ESD处理的最佳实践，因为TK49N65W5对静电放电敏感。采取这些预防措施将防止在组装和处理过程中发生损坏，确保元件在最终产品中的可靠性。 结论 东芝TK49N65W5 MOSFET是一款高性能元件，为现代电子设计提供了工程师所需的灵活性和可靠性。无论是开发电源、马达驱动还是可再生能源系统，这款MOSFET都能提供满足当今技术需求的效率和坚固性。通过仔细考虑应用要求并利用TK49N65W5的关键特性，工程师可以设计出不仅强大而且高效可靠的系统。

在现代电力电子领域，氮化镓（GaN）作为第三代半导体材料正日益受到重视。与传统的硅基半导体相比，GaN具有更高的电子迁移率和击穿电压，这使得GaN器件能够在更小的尺寸下承受更高的电压并实现更快的开关速度。这些特性使得GaN非常适合用于高效率和高频率的电源转换应用，例如三相逆变器。 三相逆变器是一种将直流电（DC）转换为交流电（AC）的设备，广泛应用于机器人、伺服系统和可再生能源系统等领域。在这些应用中，电机驱动器需要精确控制电流和电压，以实现对电机速度和扭矩的精确调节。传统的硅基功率器件在高频操作时会面临较大的开关损耗和散热问题，而GaN器件则可以显著提高逆变器的效率和功率密度。 TI（德州仪器）公司推出的GaN器件，如LMG341x系列，集成了驱动器，可以实现更小的尺寸，同时不受寄生参数的影响。这意味着在设计逆变器时，可以使用更紧凑的布局，减少电路板上的寄生电感和电容，从而提高系统的可靠性和性能。 在测试过程中，该参考设计采用了80kHz的脉冲宽度调制（PWM）技术。PWM是一种将模拟信号转换为数字信号的技术，通过调整脉冲的宽度来控制输出信号的有效值。在逆变器中，PWM用于控制功率器件的开关状态，从而调节输出电压和频率。 INA241是INA240的高共模放大器的下一代产品，它具有更好的失调电压和共模抑制比（CMRR）。失调电压是指放大器输入端无差分信号时的输出电压，而CMRR是衡量放大器对共模干扰信号抑制能力的指标。这两个参数对于电流检测性能至关重要，因为它们直接影响到测量的准确性和稳定性。 INA241还具有“增强型PWM抑制”功能，这可以帮助减少由于PWM切换引起的噪声和干扰。在电机驱动器中，精确的电流检测对于实现高性能的控制算法至关重要。因此，INA241的这一功能可以显著提高逆变器的电流检测性能，从而提高整个电机控制系统的性能。 综上所述，基于GaN的48V/15A三相逆变器参考设计利用了GaN器件的高电子迁移率和高击穿电压特性，以及TI GaN器件的集成驱动器优势，实现了更小的尺寸和更高的效率。同时，通过使用具有改进失调电压、CMRR和增强型PWM抑制功能的INA241高共模放大器，该设计能够提供更精确的电流检测，这对于高性能电机驱动器来说是至关重要的。随着GaN技术的不断发展和应用范围的扩大，我们可以预见，未来将会有更多高效、紧凑的电力电子设备出现在机器人、伺服系统和其他工业应用中。

在现代工业中，采用IGBT器件的电压源逆变器应用越来越多。为了保证可靠的运行，应当避免桥臂直通。桥臂直通将产生不必要的额外损耗，甚至引起发热失控，结果可能导致器件和整个逆变器被损坏。 下图画出了IGBT一个桥臂的典型结构。在正常运行时，两个IGBT将依次开通和关断。如果两个器件同时导通，则电流急剧上升，此时的电流将仅由直流环路的杂散电感决定。 图1 电压源逆变器的典型结构 当然， 没有谁故意使两个IGBT同时开通，但是由于IGBT并不是理想开关器件，其开通时间和关断时间不是严格一致的。为了避免IGBT桥臂直通，通常建议在控制策略中加入所谓的“互锁延时时间”，或者通常叫做“死区时间”。这意味着其中一个IGBT要首先关断，然后在死区时间结束时再开通另外一个IGBT，这样，就能够避免由开通时间和关断时间不对称造成的直通现象。 1. 死区时间对逆变器工作的影响 死区时间一方面可以避免桥臂直通，另一方面也会带来不利影响。以图2为例，首先假设输出电流按图示方向流动，而IGBT T1由开通到关断，经过一小段死区时间后IGBT T2由关断到开通。 在有效死区时间内，两个开关管都是关断的，且续流二极管D2流过输出电流。此时负的直流电压加在输出侧，此时电压极性符合设计的要求。考虑另一种情况，T1由关断到开通，而T2由开通到关断，此时，由于电流还是沿着同一个方向，这一电流在死区时间依然流过，因此输出电压还是为负值，此时电压极性不是设计希望得到的。结论可以总结如下：在有效死区时间里，输出电压由输出电流决定，而非控制信号。 图2 电压源逆变器的一个桥臂 如果我们假设输出电流的方向与图2所示相反，那么当T1由开通到关断，而T2由关断到开通时，也同样会出现类似上述情况。因此一般情况下，输出电压与输出电流会随着死区时间的加入而失真。如果我们选择过大的死区时间，对于感应电机的情况，系统将会变得不稳定。因此， 仔细计算死区时间。 本文主要讲述如何在实践中测量IGBT的延迟时间，以及如何根据测量值正确地计算控制死区时间。 2. 计算合适的死区时间 如上所述，选择死区时间时，一方面应让它满足避免桥臂直通的要求，另一方面应让它尽可能地小，以确保电压源逆变器能正常工作。 2.1 计算死区时间的方法 我们用下列公式计算控制死区时间： 其中， td_off_max：最大关断延迟时间。 td_on_min：最小开通延迟时间。 tpdd_max：驱动器最大传输延迟时间。 tpdd_min：驱动器最小传输延迟时间。 1.2：安全裕度。 在该公式中，第一项td_off_max-td_on_min为最大关断延迟时间和最小开通延迟时间之差。这一项主要描述IGBT器件结合所用的门极电阻的特性。由于上升和下降时间通常比延迟时间短很多，这里就不考虑它们。另一项tpdd_max-tpdd_min为由驱动器决定的传输延迟时间之差（延迟时间不匹配）。该参数通常可在驱动器制造商提供的驱动器数据表中查找到。对于基于光耦合器的驱动器，该参数值通常很大。 有时可以用典型的数据表值乘以来自现场经验的安全系数来计算死区时间，但通常不够准确。因为IGBT数据表只提供标准工况对应的典型值，我们有必要获得特殊驱动工况对应的最大值。为此，必须进行一系列测量，以获得合适的延迟时间值，然后计算死区时间。 2.2 开关及延迟时间定义 英飞凌按以下方式定义IGBT的开关时间： td_on：从Vge上升10%到Ic上升10%的时间。 tr：从10% Ic到90% Ic的时间。 td_off：从90% Vge到90% Ic的时间。 tf：从90% Ic到10% Ic的时间。 图3 开关时间的定义 2.3 IGBT门极电阻及驱动器输出阻抗的影响 门极电阻设置会显著地影响开关延迟时间。一般来说，电阻越大则延迟时间越长。建议在实际应用的专用门极电阻条件下测量延迟时间。典型的开关时间与门极电阻的关系图如下图所示： 图4 开关时间与Rg在25°C时的关系图 图5 开关时间与Rg在125°C时的关系图 所有试验都是用FP40R12KT3模块进行的，门极电压为-15V/+15V，DC link电压为600V，开关电流为标称电流40A 2.4 其他参数对延迟时间的影响 除门极电阻值外，还有其它参数对延迟时间有显著影响： • 集电极电流 • 门极驱动供电电压 2.4.1 开通延迟时间 为了估计这一影响，须进行一系列测量。先研究开通延迟时间与电流之间的关系。结果如下图所示： 图6 开通延迟时间与开关电流Ic的关系图 所有试验采用FP40R12KT3模块，DC link电压为600V，门极电阻根据数据表值选择。 从以上结果中可以看出，集电极电流Ic发生变化时，开通延迟时间几乎保持不变。-15V/+15V的门极电压下的开通延迟时间，比0V/+15V的门极电压条件下要长。但该变化很小，且考虑到额外的安全裕量，因此可以忽略不计。 2.4.2 关断延迟时间 最大关断延迟时间是计算死区时间时应考虑的最重要因素。因为该值几乎完全决定最终计算的死区时间是多长。所以我们将详细地研究该延迟时间。 要想获得最大关断延迟时间，必须考虑到以下问题： 1. IGBT器件自身产生的开通延迟时间是多少？ 2. 如果IGBT的阈值电压为数据手册中的最小值，那么最大关断延迟时间是多少？（这个值反映了模块间Vth允许的误差） 3. 驱动器输出电平对开关时间的影响？ 4. 双极晶体管输出电平的驱动器有何影响？ 考虑以上变量，我们使用FP40R12KT3和视为理想的驱动器在实验室对关断延迟时间进行了测试。测试条件为Vdc=600V，Rg=27Ω。测试结果如下图所示： 关断延迟时间与Ic在25°C时的关系图 关断延迟时间与Ic在25°C时的关系图 从测试结果可知，随着开关电流Ic的减小，关断延迟时间显著增加。因此 仅仅通过选定门极驱动电阻来简单地计算死区时间是不够精确的 。在特定的驱动条件下测量延迟时间，然后再根据测量值来计算死区时间是一个更好且更精确的方法。 通常情况下，通过测量1%常规电流条件下的延迟时间，足以计算需要的死区时间。 这里还应考虑一个问题，即，采用0V/+15V的门极驱动电压时，关断延迟时间会增加，而且采用0V/+15V的驱动电压时，驱动器输出电平对开关时间的影响会更大。这意味着使用0V/+15V驱动电压时，需要特别注意对驱动器的选择。另外，集电极电流Ic较小时导致td_off增加的问题也需要考虑。 3. 如何减小死区时间 为了正确计算控制死区时间，应当考虑以下驱动条件： • 给IGBT施加的门极电压是多少？ • 选择的门极电阻值是多少？ • 驱动器的输出电平是什么类型？ 基于这些条件，可以进行延迟时间的测试，然后通过测试结果，使用公式(1)计算控制死区时间。由于死区时间对逆变器的性能有着负面影响，死区时间需要减小到最小值。可以采用下列几种方法： ·采用足够大的驱动器来给IGBT门极提供峰值灌拉电流。 ·使用负电压来加速关断。 ·最好选择快速传递信号的驱动器，比如使用基于无磁芯变压器技术的驱动器会好于使用传统光耦技术的驱动器。 ·如果选用0V/15V的驱动电压，那么应该考虑使用独立的Rgon/Ggoff电阻。 从2.3节显示的测量结果中可以看出，Td_off与门极电阻值有很强的相关性。如果Rgoff减小，则td_off及死区时间都会减少。英飞凌建议，在使用0V/15V的门极电压时，Rgoff值应减小至Rgon值的1/3。一种使用独立的Rgon和Rgoff的电路如下所示： 门极电压为0V/15V时建议使用的电路 R1的值应满足以下关系： 从公式中可以看出，要想让R1为正值，Rgon必须大于2Rgint。但在一些模块中，这个要求并不可能满足。这种情况下，R1可以完全忽略。 来源：英飞凌

【哔哥哔特导读】全国最大海上光伏电站开工！光伏产业纷纷下海，这次，供应链的机会真的来了！ ▲效果图 来源/中核集团 “开工!” 　　随着黄海海滨码头上这声响亮的号令，我国规模最大的海上光伏项目——中核田湾200万千瓦滩涂光伏示范工程正式启动施工。 　　据悉，项目总投资98.8亿元，预计于2024年9月首次并网，在运行期25年内年平均上网电量22.34亿千瓦时。截止到5月20日，全球总装机容量最大的核电基地——田湾核电站已累计向长三角地区输送清洁电力达到4003.46亿度，相当于1.08亿户家庭一年的用电量，等效减排二氧化碳3.2亿吨。 　　海上光伏是一种全新的海洋能源利用和资源开发方式。顾名思义，即将“光伏发电站”从陆地搬到了海上。那么为何要费劲在海里建发电站呢? 　　其实是随着近几年光伏产业的快速发展，陆上可再生能源的利用空间变得有限，业界逐渐将目光投向海洋。而海上光伏优势在于，海面广阔且无遮挡，较长的日照时间以及水面反射效应能够有效提高太阳能发电效率，加之我国海岸线绵长，可利用空间广阔。 　　据中国光伏行业协会分析，大力发展海洋新能源将成为我国能源结构转型的重要战略支撑。有专家认为海上光伏市场是继地面电站、工商业分布式光伏电站及户用光伏电站之后的未来第四大光伏市场支柱。 　　而从近些年光伏产业动态以及国家政策松绑的口径下，我们明显可以感知——国家正逐渐聚焦于海洋能源的开发与利用。2023年发布的《关于推进海域立体设权工作的通知(征求意见稿)》中就明确可以立体设权的用海类型海域是包括水面、水体、海床和底土在内的立体空间。而早在2022年，山东半岛南3号海上风电场20兆瓦深远海漂浮式光伏500千瓦实证项目就成功发电了，成为全球首个投用的深远海风光同场漂浮式光伏实证项目。 　　此次中核田湾200万千瓦滩涂光伏示范工程是国内最大的海上光伏项目，这种极大规模型的开发也将为沿海地区的能源供给提供新的发展思路与路径。 　　不难猜测，未来几年光伏产业的发展广度将会向海上光伏延伸，而沿海地区也将成为布局海上光伏的最佳地区，海上光伏产业也有望在政策上获得更多的支持。 ▲效果图 图源/中核集团 　　纵观全球光伏产业的发展，欧洲光伏产业经历“补贴退坡”风波后开始衰退，中国逐渐成为推动全球光伏产业发展的中坚力量。而激烈的光伏市场争夺战的结局正如前欧盟官员所哀叹的“欧洲光伏已经输给了中国”。 　　根据国家能源局、JMK Research、Big-Bit产业研究室数据显示，2023年全球光伏新增装机量预计410GW左右，我国的光伏新增装机量达到了217GW，占了全球光伏增机量的一半。 ▲数据来源于：国家能源局、JMK Research、Big-Bit产业研究室 　　如此庞大的光伏市场对我国光伏产业供应链而言，是巨大的发展契机。而海上光伏产业的无限潜力，也成为了光伏连接器市场需求增长的强大驱动力。 　　根据Big-Bit产业研究室数据，2023全球光伏连接器市场规模在223亿元左右。目前，应用在光伏领域的连接器主要包括MC4、MC3、接线端子、线对板、线对线连接器等，其中MC4连接器是目前光伏系统里应用最多一款连接器，它能够在光伏系统的整个使用周期内维持低接触电阻，且具备持久的稳定性。 　　而在MC4连接器市场格局下，史陶比尔集团几乎垄断了一半以上的市场，属于行业的绝对龙头。国内连接器厂商如典威电子、快可电子、维峰电子都有在光伏产业进行布局研发。 　　面对海上光伏市场的高需求，以产品性能为重点的技术升级是光伏连接器供应商的攻克重点。光伏连接器除了要满足高稳定性、低电阻等性能外，还需要在防腐蚀、抗浪潮、抗台风、抗洋流、防浮冰等方面进行针对性升级。 　　光伏产业在蓝色领域的布局与突破，直接催化了光伏连接器供应链产业升级和技术创新，有望进一步优化和重塑市场格局。 　　值得一提的是，我国逆变器目前也在加速出海中，这也将直接带动光伏连接器的市场需求。 ▲MC4连接器 图源/史陶比尔产品手册 　　随着我国光伏行业全产业链日趋成熟，海上光伏电站的建设在技术层面已具备充分的可行性。光伏连接器行业也站在新的发展起点上，面对前所未有的增长机遇。 　　光伏产业下海，逆变器出海，巨大的机遇与挑战如同航行中并存的丰收与风浪。我们期待国内连接器供应商乘风破浪，驶向更高技术的未来，连接国家光伏产业的兴与荣。 本文为哔哥哔特资讯原创文章，未经允许和授权，不得转