标签: 电池充电器

缆线补偿是用来补偿缆线阻抗因电流流经而产生的电压降，以便提供电池充电器等应用一稳定充电电压的方法。本应用须知介绍一种新的、被称为缆线减法补偿 (cable minus compensation) 的补偿方法，并以之为例来说明在初级侧反馈控制 (PSR, Primary Side Regulation) 反激式转换器中缆线补偿的概念和设计方法，其分析结果也将藉电路仿真结果来进行验证。 1. 简介 初级侧反馈控制 (PSR，Primary Side Regulation) 的反激式转换器，因具有低成本与控制简易的优点，被广泛地应用于离线式电池充电器上。在初级侧反饋控制中，二次侧的输出电压是透过初级侧之辅助线圈 (auxiliary winding) 进行间接检测的，该检测信号再经由精确的侦测电路对输出进行控制可得到很好的稳压输出。然而，这些应用中的电子产品像手机或平板电脑等设备在充电时通常都会透过一条长缆线与电源转换器 (adapter) 连接，若适配器的输出为一个稳定的电压源，当输出电流流过缆线阻抗时，就会在缆线上形成电压降，连接负载的另一端电压则会相应变低。此降低的充电电压不仅可能会造成电池充电时间延长，甚至可能会无法符合充电电压的规格，这在低压大电流的充电应用上表现尤其严重。图一可用来说明此现象。 图一、缆线阻抗所造成的电压降 缆线补偿的概念，就是控制输出电压 VO 随输出电流 IO 以缆线阻抗 Rcable 线性上升，进而达到一稳定之充电电压 VBat。图二显示两种实现缆线补偿的方法，其中一种称为缆线加法补偿 (cable plus compensation)，其方法是把输出电流 IO 透过一直流增益 K 形成补偿信号 K∙IO，将此补偿信号加到参考电压 VREF 上，再将结果输入至误差放大器的非反相端。所需的补偿电压可以借着补偿信号 K∙IO 准确地反映在参考电压的增量上，而直流增益K值可以由式 (1) 得到。而另一种缆线补偿方法称为缆线减法补偿 (cable minus compensation)，其作法是从反饋电压 VFB 减去补偿信号 K∙IO 后，再经由阻抗 Zi 输入至误差放大器的反相端。 (1) 遗憾的是，PSR 方法无法直接得到二次侧输出电流讯号。但应用上为了可准确侦测二次侧输出电压讯号，反激式转换器大都是操作在不连续导通模式 (DCM, discontinuous conduction mode) 下，因此，二次侧输出电流讯号便可间接从初级侧电流讯号得到。图三是一个有缆线减法补偿的 PSR 反激式转换器之电路图。图中，补偿信号 VCC 从初级侧电流信号 IP 开始，经由电流检测电阻 RS 将初级侧电流信号IP转换成电压信号VCS，再通过一个缓冲器后形成，以此间接估计输出电流。缓冲器由一个直流增益为 KCC 的放大器和一个低通滤波器 (LPF, low pass filter) 构成，它们需要被仔细地设计。如果 LPF 的截止频率或直流增益 KCC 未作适当的设计，输出电压可能会有过补或少补的情形发生，甚至可能产生振荡的问题造成电路工作不稳定。在下一节中，我们将针对 PSR 反激式转换器的缆线补偿器和反饋控制设计进行完整详尽的小信号分析。 图二、缆线补偿方法: (A) 缆线加法补偿 (B) 缆线减法补偿 图三、有缆线减法补偿的 PSR 反激式转换器之电路图 2. 有缆线补偿的 PSR 反激式转换器的小信号分析 图四所示为一有缆线减法补偿的 PSR 反激式转换器的控制方块图。表一归纳列出在控制方块图中所用到的转换函数。从图四的控制方块图中，两个回路增益 T1 和 T2，分别代表从反馈回路中的 A 点和 B 点打断所得到的回路增益，式（2）和式（3）分别为它们的表达式，且是以电压回路增益 TV 和电流回路增益 TC 来表示的。TV 和 TC 则可分别用式（4）和式（5）表示。 (2) (3) (4) (5) 当缆线补偿参与在反馈回路时，令人惊讶的是回路增益 T2 是一个正反馈回路，即输出电压 VO 和误差放大器输出 VCOM 有相同相位。正反馈回路倾向于让系统变得不稳定，然而，借着加上负反馈回路可使系统变为稳定。回路增益 T1 则提供负反馈回路，并可用来决定系统的稳定度。当回路增益 T1 以 –20 dB/decade 的斜率通过 0 dB，并且有足够的相位裕量时，即可满足系统稳定的要求。 虽然回路增益 T2 不用于决定系统的稳定度，但它影响输出阻抗。从图四的控制方块图，输出阻抗可以由式 (6) 来表示。不同于以往的是，输出阻抗希望愈低愈好，以达到好的负载响应；但为了要提供适当的缆线补偿，反而希望输出阻抗为一负值阻抗以抵消缆线阻抗。若能将输出阻抗设计成 -Rcable，则形同缆线阻抗等效被抵消，如此充电电压便可保持稳定而不会有任何的电压降低。 (6) 图四、有缆线减法补偿的PSR反激式转换器的控制方块图 表一、有缆线补偿的 PSR 反激式转换器之转换函数 Control to output Line to output Open loop output impedance Voltage divider gain Compensator Cable compensator Modulation gain Feed forward gain Sample & hold Line to primary side current gain Duty to primary side current gain 3. 反馈控制设计 透过从反馈电压 VFB 减去补偿信号 K∙IO 是可以有效地达成缆线补偿。然而，在 PSR 应用中，真正的补偿信号是 VCS 值经直流增益 KCC 后的平均值。由式 (7) 可得为达适当缆线补偿所需的直流增益值 KCC。较低的 KCC 值会导致输出电压补偿不足，但是较高的 KCC 值会造成输出电压补偿过度而可能导致不稳定的问题。 (7) 为了取得 KCC∙VCS 的平均值，低通滤波器 (LPF) 必须滤除信号中的高频部份。当 LPF 截止频率较低时，可有效衰减 KCC∙ VCS 的高频信号，可使系统较为稳定，但如此一来，便需要较大的被动元件而造成电路面积增大，在实际芯片电路设计上，并不是很好的选择。因此，截止频率的选择就必须在元件大小及系统效能上作适当取舍。 补偿器的设计目标是找到适当的补偿器增益 GEA，好使回路增益 T1 在所指定的相位裕量下能满足带宽的要求。补偿器的设计可根据 (8) 和 (9) 式进行。当 Gdo∙KD 的幅度大于 KDP∙RS∙GCC 的幅度时，Gd 就近似于 Gdo∙KD，而 Gdo∙KD 的转移函数有一个随负载变动的极点和一个左半平面的零点。用传统的电压模式控制，补偿器可以设计成一个极点在原点，另外有一个零点来补偿系统的极点，使得最后的回路增益 T1 以 –20 dB/decade 的斜率通过 0dB，达到足够的相位裕量即可使得系统可以稳定。 然而，如果 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的幅度很接近时，Gd 会变成有两个极点和两个零点的转移函数，其关系式如式 (9) 所示。若 LPF 的截止频率如图五所示逐渐增加，当截止频率超过某一频率时，KDP∙RS∙GCC 的幅度开始大于 Gdo∙KD，这时Gd两个左半平面的零点便会移至右半平面，系统则会趋于不稳定。所以，根据上述分析，设计者可先假设 KDP∙RS∙GCC 的幅度小于 Gdo∙KD 的幅度，用式 (8) 来设计补偿器，之后再设计 LPF 的截止频率，让 KDP∙RS∙GCC 的幅度永远小于 Gdo∙KD，如此系统就可以达到稳定的状态。 (8) (9) 图五、KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的曲线图 4. 电路仿真验证 以电路仿真来验证理论分析结果，所用参数列于下。VIN = 156V，VBat = 5V，IO = 1A，LM = 1.5mH，CO = 1mF，rC = 20mΩ，RS = 4.5Ω，Rcable = 240mΩ，NP : NS : NA = 15 : 1 : 1.4，fS = 50kHz，VREF = 1.2V，gm = 100μA/V，Rcomp = 215kΩ，Ccomp = 12nF，Ra = 29kΩ，Rb = 6kΩ，R1 = 100kΩ，C1 = 5nF 且 KCC = 400m。图六同时显示有缆线补偿和没有缆线补偿的模拟波形图，在不同的负载条件下，缆线补偿都适当地提供一稳定之充电电压。图七和图八分别显示回路增益 T1 和 T2。由图可知，电路仿真结果与分析计算结果非常吻合，系统的带宽和相位裕量是由回路增益 T1 决定，且由图八可知回路增益 T2 是正反饋。图九显示的是输出阻抗，它在低频的增益接近于 Rcable，不过相位是从 180° 开始，也就是它提供了负阻抗以有效抵消缆线阻抗。 图六、有缆线补偿和没有缆线补偿的模拟波形图 图七、回路增益 T1 的波德图 图八、回路增益 T2 的波德图 图九、输出阻抗的波德图 图十显示分别在不同的 C1 值而产生不同的 LPF 截止频率之下，输出电压仿真波形与回路增益 T1 的计算结果。从结果发现，C1 容值小而让 LPF 截止频率变高会造成系统不稳定，而根据前面回路增益 T1 的分析结果，此不稳定的现象也可从其增益余量或相位余量得到预测。所以，当 R1 恒定时，可由 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的波德图来决定让系统稳定的最小电容 C1。图十一显示 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的波德图在不同 C1 状况下的表现，由该图可发现 C1 至少须大于 3nF 才能使得 KDP∙RS∙GCC 永远小于Gdo∙KD。经过电路仿真可知让系统稳定的最小 C1 值为 4nF，这验证了上述分析的结果。 图十二显示在各个不同 C1 值时，回路增益 T1 的带宽和相位裕量图形。由图可知，当 C1 值较大时，系统会有较高的带宽与相位裕量；但是，当 C1 超过某一定值后，系统效能无法再有显著的改善，只是付出不必要的成本而已。由此可知，本文所提出的小信号分析方法，能为反饋设计提供有效的帮助。 图十、在不同 C1 值下，充电电压 VBat 的电路仿真波形图和回路增益 T1 的计算结果。 图十一、不同 C1 值时 KDP∙RS∙GCC 和 Gdo∙KD 的图形 图十二、不同 C1 值下，回路增益 T1 的带宽与相位裕量的图形 5. 总结 本文提出了一个应用在 PSR 反激式转换器上的缆线补偿方式以解决在电池充电器应用中的因缆线阻抗所造成的电压降问题，其中提出的小信号模型为进行缆线补偿设计提供了小信号分析及反馈控制设计的完整而详尽的工具，而分析的结果，也经由电路仿真得到有效的验证。 立锜科技电子报

在5月初，美国能源部(DOE)发布了一份发布前 联邦公报 数据有效性通告(NODA)，公布了使用DOE提议的电池充电器(BC)测试程序获得的测试结果。这是DOE在制定美国BC效率标准的进程中最新的一步。 NODA聚焦于对符合加州能源委员会(CEC) 2013电器效率标准的充电器进行的最新测试。（尽管现行的加州标准与提议的DOE标准在效率要求方面存在差异，但这两种标准都依赖于相同的测试程序。）DOE将他们获得测试结果与CEC电器效率数据库中报告的数据进行比较后发现，两者存在大量的不一致。这就促使DOE发布其测试数据，希望制造商能够据此提供反馈，以发现联邦测试程序中的任何潜在模糊之处。 NODA中还涵盖了众多领域，DOE利益相关者能够发表评议和提供信息，其中包括如何测试：1)能够执行自适应充电的电池充电器，2)配备了一个专用作备用电源的电池的电池充电器，以及3)无线电池充电器。 本次公开会议将于2014年6月3日举行，探讨测试数据和下一步行动，会议地址为：美国能源部Forrestal Building, Room 8E-089, 1000 Independence Avenue, SW., Washington, DC。如需参加本次会议，请发送电子邮件至Brenda.Edwards@ee.doe.gov与Brenda Edwards女士联系。本次会议还将提供网络参与方式；如需注册，请单击此处。 如需包括里程碑在内的规则制定的详细信息，请浏览电池充电器测试程序页面。与此项规则制定相关的所有公告、公众意见、公开会议记录和辅助文档均包含在编号为EERE–2014–BT–NOA–0012的文档内。

在5月28日的颁奖典礼上，经过严格的筛选程序包括在线投票，Fairchild的USB标准的单节锂离子电池开关充电器FAN54015赢得《电子产品世界》2013年度电源技术及产品充电类最佳应用奖。 Fairchild的USB标准的单节锂离子电池开关充电器FAN54015为设计师提供了用于移动设备电池充电的在安全，精度，效率，方案尺寸等方面进行了平衡的解决方案。 这些器件采用一个高效环保，3MHz 可提供1.45A电流的同步DC-DC降压转换器。为了适应传统和新兴的锂电池技术，电池的浮充电压可从3.5V 到4.44V设置。FAN54015的创新系统架构允许反向使用开关降压转换器。反向使用变成了500mA的USB OTG升压转换器，为USB外设提供电源。 为了保护电池和最大化移动设备的使用时间，FAN54015支持电池充电分为3个阶段：预充电，恒流（CC），恒压（CV）。当输入电压接近危险值时，一个集成的过压保护FET 会阻断电流流过，从而无需外加保护MOSFET ，减少了设计的复杂性也降低了BOM成本。 今年的的《电子产品世界》年度电源技术及产品奖共有22家企业的60余款电源类技术和产品参与其中， 1000多名网友参与了网络投票环节，最终评选结果真实反映了广大网友对电源技术和产品的支持程度。 “很荣幸我们能得到这个奖项，它证明了我们以客户为中心的聚焦以及我们解决现实问题（比如手机充电器）的激情，也是对Fairchild的电源技术和Fairchild为中国移动市场的应用支持的认同。”Richard Lu， Fairchild移动解决方案副总裁说，“Fairchild致力于提供卓越的半导体解决方案，帮助客户缩短设计周期，满足更多的功能，实现更小的功耗要求和应对其他挑战。” 相关链接： http://www.eepw.com.cn/event/action/power_awards2013/award.html 产品文件夹 http://www.fairchildsemi.com/pf/FA/FAN54015.html 数据表 http://www.fairchildsemi.com/ds/FA/FAN54015.pdf

美国能源部(DOE)刚刚发布了一份新的美联邦注册公告，事关2012年3月发出的有关外部电源(EPS)和电池充电器(BC)的“提议规则制定预通知”(NOPR)。虽然很多利益相关者一直都希望对提议的效率水平做出最终决定，但DOE最近发出的公告是一份信息咨询函(RFI)。 采用RFI的原因在于，加州能源委员会(CEC)已采用该州自己的电池充电器效率标准，且该标准已于今年2月份生效。因此，DOE现在要向制造商征询其已获得加州标准认证的电池充电器的信息和测试数据，以确定是否需要修订之前的技术分析。如果DOE发现有任何新的信息在2012年3月发布的NOPR中未考虑到，它可能决定修订技术分析，以确定是否需要提出备选节能标准。然后，DOE可能会颁发一份增补性的“提议规则制定预通知”(NOPR)，使利益相关者有机会发表评论。 DOE征询信息和评论的其中一些问题包括： • 制造商为满足CEC标准所采用的产品设计和技术 • 制造商为满足新标准所产生的产品成本（如有），包括工程、设计和制造等方面 • 因无法满足新标准而不再在加州销售的任何产品 如需DOE问题的完整清单，请单击此处，在信息咨询函通知下找到。DOE欢迎各利益相关者就这些问题发表评论并将信息提交到这里，截止日期为2013年5月28日。与此项规则制定相关的所有公告、公众意见、听证会记录和辅助文档均包含在编号为EERE–2008–BT–STD–0005的文档内。

目前,市埸上的充电器品种比较多,但能够适应所有电池的充电器还不多见. 前些时,老板为了满足英国客人的需求,要我设计一款多功能自适应电池充电器,要求这款充电器,不管是什么电池,放到充电器中都能正常充电,并要求把充电器的一些保护功能都要加到充电器上,这款充电器为四路,也就是说可以充一到四节AA/AAA电池,以下我把充电器的具体 求告诉大家,看看这种充电器到底性能如何;    1,充电器充电类型或工作方式;   检测+脉冲+电池修复+分时段控制+加涓流   2, 充电器充电回路;  四路,每一路独立控制, 充电红灯闪亮,充足绿灯闪,电池修复绿灯亮(电池修复主要是指过放后的电池,,放置后电压不能恢复到标称电压左右的电池,或在低温下对电池进行充电器,都要先激活电池后再正常充电) 3,  充电器适合的电池种类;   1.2V型 如NI-MH;   1.6V型;  NI- Zn   3,7V型 锂电,和普通碱性电池(恢复性充电比较特殊) 4,  要求充电达到90%,, 5  指示灯要求;   采用流水指示,充是红灯亮,充满时亮绿灯,电池修复时绿灯不闪常亮, 6,  各种保护功能; 反接,短路,过充,过温,等; 7,  可对普通碱性电池作恢复性充电,不得让电池漏液,过温,爆炸等不安全因素,这一功能必须能在安全的条件下让普通碱性电池最少复充八次以上,复活功率为原60%以上     充电器的基本工作过程与设计;     根据这款充电器的要求;  考虑到他的特殊性,因此,不能按常规去思维,我的构思为;           上电后,首先对每一路所放于的电池进行检测,决定电池的类型,接下来检测电池是否需修复或作其它处理,如果检测到是过放后的电池,就必须对电池修复,让电池恢复后才能进入正常充电, 如果检测电池为正常时,充电器设定充电参数,如充电电流的大小,分时段控制电流的大小,和电池的最高限止电压,比如;当检测到第一路放入的电池,电池是放置以久的电池或过放电的电池,那么对这种电池必须先进行修复后才能正常充电,因为一般这种电池内阻都比较大,如果按常规充,不到一分钟就会转灯,这样一来根本无法充电,,所以,这样的电池必须进行修复和激活后才能正常充电. 电池修复与激活.     当电池激活后,才能进入电池正常充电,此时充电的电流比较大,一是效率高,二是节约时间,当电池充到80%左右时,必须降低充电电流,,这样做的目的是减少电池发热,保证电池的安全与使用寿命不受影响,,当电池电压达到设定值时,(比如NI-MH电池限定在1.42-1.44V)主回路关断,涓流续充二到四小时后,电源关断.   这里要说明的是,如果用户放于了不可充的一次电池,充电器仍会检测出来,对这种电池原则上是不可充的,,但考虑到有些用户总想试一试,想让普通碱性电池再用,因此,充电器也设计了这一功能,实验证实,普通碱性电池可以复活几次,(其实不能说是充电,只是碱性电池内还有部分能源没有用完,放在充电器上的目的是降低电池内阻,而不是电能转为化学能)普通碱性电池是不能在一般的充电器上充电的,这样做很危险,轻者出现漏液,重者会放炮或爆炸,但在本充电器上是不会出现这个问题的,因为充电器设计时专门考虑到这种电池降低内阻的特性与方法,    充电器可以混充不同类型的电池,如1.2V1.6V和3.7V,三种可以同时放到充电器上充电,充电完成后,每种电池都必须达到安全充电,而充电容量都必须达到90%以上(待续)