1.      订货信息

     FS6611-IS

<?xml:namespace prefix = v ns = "urn:schemas-microsoft-com:vml" />封装类型

S: SSOP-24

工作温度范围

I: 工业标准

2.      应用领域

单相双线电能表

交流式电能量测计

3.      引脚排列图（SSOP封装）

图1  FS6611引脚排列图

4.      引脚描述

表1  引脚描述

5.      功能框图

图2  功能框图

6.      典型应用电路

图3  应用电路

7.      极限参数* （T_A = 25℃除另注明外）

AV_DD相对于AGND电压…………………………………………………………………………………………… -0.3V～+7V

DV_DD相对于DGND电压…………………………………………………………………………………………… -0.3V～+7V

DV_DD相对于AV_DD电压………………………………………………………………………………………… -0.3V～+0.3V

模拟VIP，VIN，V2P和V2N相对于AGND电压………………………………………………………………… -6V～+6V

基准输入电压相对于AGND……………………………………………………………………………… -0.3V～AV_DD+0.3V

数字输入电压相对于DGND……………………………………………………………………………… -0.3V～DV_DD+0.3V

数字输出电压相对于DGND……………………………………………………………………………… -0.3V～DV_DD+0.3V

工作温度范围：

  工业级…………………………………………………………………………………………………………… <?xml:namespace prefix = st1 ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:smarttags" />-40℃～+85℃

存贮温度范围…………………………………………………………………………………………………… -65℃～+150℃

结温………………………………………………………………………………………………………………………… +150℃

24脚SSOP塑料，功耗………………………………………………………………………………………………… 450mW

热阻θ_JA…………………………………………………………………………………………………………………… 112℃/W

焊接温度汽相焊接（60秒）……………………………………………………………………………………………… +215℃

红外焊接（15秒）………………………………………………………………………………………………………… +220℃

*注意，超出所列的极限参数可能引起器件的永久性损坏。以上给出的仅仅是极限范围，在这样的极限条件或超出这些条件工作，器件的技术指标将不能得到保证，长时间在这种极限条件下还会影响器件的可靠性。

8.      技术指标

表2  技术指标

（AV_DD=DV_DD=5V±5%，AGND="DGND"=0V，使用片内基准源，CLKIN="3".579545MHz,温度范围=－40～+85℃）

注:

1见术语解释部分。

2见典型特性曲线图。

3从初期产品中抽样测试，在改进设计或改变工艺后该参数可能受到影响。

技术指标的修改不另行通知。

 时序特性^{1, 2}    

      表3  时序特性

（AV_DD = DV_DD =5V±5%，AGND="DGND"=0V，使用片内基准源，CLKIN="3".58MHz,温度范围=－40～+85℃）

注：

1从初期产品中抽样测试，在改进设计或改变工艺后该参数可能受到影响。

2见图4。

3在较高的输出频率时F1，F2和CF的脉宽不固定，见频率输出部分。

4在高频率方式下，CF脉宽总是18μs，见频率输出部分和表7。

技术指标的修改不另行通知    

                              图4 频率输出时序图

9.      术语解释

11.1测量误差

FS6611的电能测量误差用下式定义：

百分比误差=（测量值—真值）/真值×100%  

11.2 电源抑制

电源抑制能力（PSR）用百分比读数误差表示电源电压变化所引起的测量误差。交流电源抑制（PSRac）定义为：先在标称电源电压（5V）的情况下，读取一个测量值，然后在电源电压上叠加一个频率为100Hz、有效值为200mV信号，在相同的输入信号电平下读取第二个测量值，按测量误差公式计算得到的百分比误差即为交流电源抑制比。直流电源抑制（PSRdc）定义为：先在标称电源电压（5V）的情况下，读取一个测量值，然后使电源电压变化±5%，在相同的输入信号电平下读取第二个测量值，按测量误差公式计算得到的百分比误差即为直流电源抑制比。

11.3 ADC偏移误差

ADC失调伴随模拟输入的直流失调电压，指模拟输入接AGND后，ADCs仍然能看到一个微弱的直流信号。当通道1的增益增加时，失调降低。ADC失调误差是在FS6611通道1的增益是1时测量值，当它的增益增加到16时，该失调小于1mv。

11.4 增益误差

FS6611的增益误差定义为在无失调误差的条件下，当通道1的PGA增益（G）等于1时，FS6611的实际输出频率与理想输出频率的差，用相对于理想输出频率的百分比表示。理想输出频率用FS6611的传递函数计算的到，见传递函数部分。

11.5 增益匹配误差

增益匹配误差定义为在无失调误差条件下，当通道增益从1切换到8，16或32时，产生的增益误差。由增益误差引起的输出频率误差，用相对于增益为1时输出频率的百分数表示。

10. 详细描述

12.1工作原理

两个ADC对来自电流和电压传感器的电压信号进行数字化，这两个ADC都是16位二阶∑－△模数转换器，过采样速率达895kHz。FS6611的模拟输入结构具有宽动态范围，大大降低了传感器接口的设计要求（可以与传感器直接连接），也简化了抗混叠滤波器的设计。电流通道中的可编程增益器件进一步简化了传感器接口。

有功功率是从瞬时功率信号推导计算出来的，瞬时功率信号是用电流和电压信号直接相乘得到的。为了得到有功功率分量（即直流分量），只要对瞬时功率进行低通滤波。图5示出了瞬时有功功率信号，这个设计方案能正确计算非正弦电流和电压波形在不同功率因数情况下的有功功率。所有的信号处理都是由数字电路完成的，因此具有优良的温度和时间的稳定性。

图5   信号处理框图

FS6611的低频输出是通过对上述有功功率信息的累计产生，即在两个输出脉冲之间经过长时间的累加，因此输出频率正比于平均有功功率。当这个平均有功功率信息进一步被累加（例如通过计度器累加），就能获得电能计量信息。CF输出的频率较高，累加时间较短，CF的输出频率正比于瞬时有功功率，这对于在稳定负载条件下进行系统校验是很有用的。

12.2 功率因数的考虑

上述从瞬时功率信号获取有功功率信息的方法（即低通滤波）对于电压和电流信号不相同的情况也是有效的。图6示出了相移功率因数（PF）等于1和0.5两种情况，后者也就是电流信号滞后于电压信号60°。假设电压和电流波形都是正弦的，那么瞬时功率信号中的有功功率分量（即直流分量）为：（V×I/2）×cos60°

这是正确的有功功率计算方法。

图6   瞬时功率信号的直流分量

12.3非正弦电压和电流

上述有功功率计算方法也适合于非正弦电流和电压波形。在实际应用中，所以电压和电流波形都会含有一定的谐波成分，瞬时电压和电流可用富立叶变换表达成它们谐波分量之和：

v(t) = V₀ + _h×sin(hωt +α_h)            (1)

式中：

    v(t)——瞬时电压

    V₀——电压平均值

    V_h——h次电压谐波有效值

   α_h——h次电压谐波的相位角

i(t) = I₀ + _h×sin(hωt +β_h)                (2)

   i(t)——瞬时电流

    I₀——电流的直流分量

    I_h —— h次电流谐波有效值

    β_h—— h次电流谐波的相位角

利用式1和2，有功功率P可以用它们的基波有功功率（P₁）和谐波有功功率（P_h）之和表达。 

   P = P₁+ P_h

其中：

    P₁ = V₁×I₁cosφ₁                                      (3)

φ₁ =α₁ -β₁

和：

P_h = V_h×I_hcosφ_h                        (4)

Φ_h = α_h-β_h

从式4可以看出，由电压和电流波形提供的各次谐波都产生谐波有功功率分量。从前面已看出，在纯正弦波情况下功率因数的计算是精确的，而谐波是由一系列正弦波组成的，因此谐波功率因数和有功功率的计算也是正确的。

应当注意，在主时钟频率为3.5795MHz时，模拟输入带宽是14kHz。

12.4 模拟输入

12.4.1 通道V1（电流通道）

线路电流传感器输出电压接到FS6611的通道V1，该通道采用完全差动输入，V1P为正输入端，V1N为负输入端。

通道1的最大差动峰值电压应小于（470 mV 纯正弦电压有效值330 mV）。应当注意，通道1有一个PGA，其增益可由用户选择为1，8，16或32（见表I），这使传感器接口的设计大为简单。

图7示出了V1P和V1N引脚上的最大信号电平，最大的差动电压是470 mV，由增益选择而定。在这两引脚上的差动信号必须以一个共模端作为参考点，如AGND。最大共模信号为100 mV，如图7所示。

图7  通道1的最大信号电平(G="1")

表4   通道1的增益选择

12.4.2 通道V2（电压通道）

线路电压传感器的输出接FS6611的通道V2，该通道的最大差动峰值电压为±660mV，图8示出了允许连接到FS6611通道2的最大信号电平。

图8  通道2的最大信号电平

加在通道2上的差动电压信号必须以一个共模端作为参考点（通常是AGND），最大共模电压为100mV。然而，当共模电压为0V时能获得最好的测量结果。

12.4.3典型接线图

图9示出了通道1的典型接线图，本例选择电流互感器（CT）作为电流传感器。应当注意，这里通道1的共模电压是AGND，它是通过负载电阻的中间抽头接到AGND上的，对V1P和V1N上的模拟电压起到互补作用。CT的变比和负载电阻Rb的大小根据差动峰值电压而定，即在最大负载条件下，通道1的差动峰值电压应为±470mV/Gain。

图9  通道1的典型接线图

图10示出了通道2两种典型接线方法第一种方法。是使用一个电压互感器(PT)，它能使FS6611与主电网完全隔离。第二种方法是以电网的中线(零线)为基准，用一个电阻分压器提供与线路电压成正比的电压信号，调整Ra， Rb和VR的比值能很方便地完成仪表的增益校验。

图10  通道2的典型接线图

12.5电源监控电路

FS6611片内包含一个电源监控电路，连续对模拟电源(AV_DD)进行监控。当电源电压低于4V ± 5%时，FS6611将被复位这对于确保上电和掉电时芯片的正确启动和正常工作时有用的。电源监控电路被安排在延时和滤波环节中，这在最大程度上防止了由电源噪声引发的错误。

如图11所示，电源监控电路的正常触发电平为4V，触发电平的允许误差约为± 5%。为保证芯片正常工作应对电源去耦，使AV_DD 的波动不超过5V ± 5%。

图11  片内电源监控特性

12.6 能量-脉冲转换

如前所述，相乘后低通滤波器的数字输出包含有功功率信息，然而，这个低通滤波器不是理想滤波器，因此输出信号仍含有经衰减的线路基波和谐波频率成分，即cos(hwt)，其中h="1"，2，3，……

图12示出了低通滤波器输出的瞬时有功功率信号还包含了相当大的瞬时功率信息，即cos(2wt)。这个信号通过数字-频率转换器，随时间被积分（累加），进而产生输出频率。此数字频率转换器起到平均作用，将抑制了瞬时有功功率信号中的非直流成分，正弦信号的平均值皆为零。因此，FS6611产生的频率与平均有功功率成正比，在稳定负载（即恒定电压和电流）条件下的数字-频率转换如图12所示。

图12  有功功率到频率的转换

从图12可见，即使在稳定负载条件下CF输出频率仍然随时间变化，这种频率的变化主要是由瞬时功率信息中的cos(2wt)成分产生的。CF输出频率能高达F1和F2输出频率的2048倍。CF能以较高的频率输出，是因为在对瞬时有功功率进行累加完成频率转换的过程中，采用了较短的累加时间，较短的累加时间意味着减弱了对cos(2wt)成分的平均作用，于是部分瞬时功率信号成分通过了数字，频率转换器，但这在实际应用中不成为问题。当CF用于校验时，CF输出频率需用频率计度器进一步平均，以消除纹波，如果CF用于带微处理器的电能计量，CF也应该进行平均后再计算功率。F1和F2以很低的频率输出，对瞬时有功功率已有足够的平均作用。因此大大衰减了正弦成分，获得几乎无纹波的输出。

12.7 FS6611与电能测量控制器接口

FS6611与微控制器（MCU）接口最简单的方法是使用CF高频输出，输出频率设定为2048（F1，F2。这要求设置SCF="0"和S0=S1=1），见表7。当模拟输入端加有满度交流信号时，CF输出频率将达5.5kHz左右。图13示出的方案能把输出频率数字化，并完成前面提到的平均作用。

图13   FS6611与MCU接口

如图所示，频率输出CF端连接到MCU的计度器或端口，MCU在内部定时器设定的积分时间内对CF输出的脉冲计数，平均功率正比于平均频率，由下式确定：

  平均功率=平均频率

          =脉冲个数/积分时间

在一个积分周期内消耗的电能为：

电能=平均功率脉冲个数×积分时间

    =(脉冲个数/积分时间) ×积分时间=脉冲个数

用作仪表校验时，积分时间应在10至20秒，以便能累计足够数量的脉冲，求得正确的平均频率。在正常运行时，积分时间可以减小到1至2秒，这取决于显示器更新速率的需要。当积分时间较短时，即使在稳定负载条件下，在每个更新周期内的电能计数值会有些小波动，然而，在1分钟或更长的时间内测出的电能将没有波动。

功率测量的考虑

计算和显示功率信息总会有一些波动，这取决于MCU测定平均功率所用的积分周期以及负载的大小。例如，在轻载情况下，输出频率为10 Hz，积分周期为2秒，那么在一个积分周期内只计到20个脉冲。因为FS6611输出频率和MCU定时器不是同步工作的，因此丢失一个脉动的可能性总是存在的，这就会导致二十分之一(5%)的测量误差。

12.8 转换函数

12.8.1输出频率F1和F2

FS6611通过计算通道1和通道2两个输入电压的乘积，然后对乘积进行低通滤波，获取有功功率信息。再将这个有功功率信息进一步转换成频率，以低电平有效的脉冲信号从引脚F1和F2输出。这个脉冲信号的频率是相当低的，例如，在S0=S1=0（见表Ⅲ），交流输入的情况下，最高频率仅0.34Hz。这意味着，这个频率是对有功功率信号经过相当长时间累计后产生的，因此这个输出频率与平均有功功率成正比，有功功率的平均过程是隐含在数字频率转换中完成的。输出频率与输入电压大小有关，由下式确定：

         Freq =

  式中：

       Freq——引脚F1，F2输出的脉冲频率（Hz）

       V1——通道1差动输入电压有效值（V）

       V2——通道2差动输入电压有效值（V）

       G——1，8，16，32取决于PGA的增益，由G0和G1的逻辑输入确定

       V_REF——基准电压（2.5V±8%）（V）

       F_1–4——由主时钟CLKIN分频获得，分频系数由S0和S1确定，见表5

表5  F_1–4的频率选择    

例

    在这个例子中，加到V1和V2端的是峰值分别为±470mV和±660mV的交流电压，预期的输出频率计算如下：

     G="1"，G0=G1=0

     F1-4=1.7Hz，S0=S1=0

     V1=峰值为470mV的交流有效值=0.47/  V

    V2=峰值为660mV的交流有效值= 0.66/  V

     VREF="2".5V（标称基准电压）

     注：如果使用片内基准源，由于基准电压误差为±8%，所以不同芯片的实际输出频率会有差异。

Freq =  = 0.34 (Hz)

   表6列出了所有可能的最高输出频率

                      表6  F1和F2的最高输出频率

12.8.2输出频率CF

脉冲输出CF主要用于仪表校验。CF端输出的脉冲频率可高达F1和F2的输出脉冲频率的2048倍。F1-4频率选得越低，CF的倍率越高（高频方式SCF="0"，S1=S0=1情况除外）。表7给出了两者之间的关系，它们取决于逻辑输入S0，S1和SCF的状态。因为CF输出的频率比较高，因此它与瞬时有功功率成正比。如同F1和F2一样，CF输出频率也是在相乘后经低通滤波器获得的。然而，因为输出频率较高，有功功率累计的时间非常短，因此在数字-频率转换过程中完成的平均作用较小。由于对有功功率信号的平均作用较小，所以CF的输出对功率波动的响应比较敏感，见图2信号处理框图。

                      表7  CF的最高输出频率

12.9电度表输出频率选择

用户可从表5的4个频率中选择一个，这个频率决定了F1和F2的输出用来驱动电能寄存器（机电式或其他形式）。由于仅有4个不同的频率能选择，所以这4个可选的频率是针对仪表常数为100imp/kWhr（即每千瓦小时对应100个计数脉冲），最大电流在10A到120A之间的情况优化设计的。表8给出了线路电压为220V情况下，几种最大电流对应的输出频率，仪表常数均为100imp/kWhr。

                       表8  F1和F2输出频率(100imp/kWhr)

F_1–4的频率完全能满足上述F1和F2输出频率范围的要求。在设计电度表时，同道2的标称电压应设在半满度值，以便对仪表常数进行校验。电流通道在最大负载时也不应超过半满度值，这样考虑能允许对过电流信号和高峰值因数信号进行累计。表9给出了两个模拟输入均为半满度值时F1和F2的输出频率。表9列出的频率与表8给出的最大负载频率非常接近。

                      表9 半满度交流输入时F1和F2输出频率

在设计电度表时为了选择一个合适的F_1–4频率，首先应从表8找到与最大负载电流IMXA（仪表常数为100imp/kWhr）对应的频率，然后与表9第4列比较，从表中选出最接近的一个频率，与之对应的F_1–4就是最好的选择。例如，要设计一个最大电流为25A的电度表，线路电压为220V，仪表常数为100imp/kWhr，从表8可查出F1和F2的输出频率为0.153Hz，再看表9，与0.153Hz最接近的是0.17Hz，于是F_1–4可以确定为3.4Hz。

频率输出

图4示出了各频率输出信号的时序。F1和F2输出频率较低，能直接驱动步进电机或机电式脉冲计度器。F1和F2提供的是两个交替的低电平脉冲信号，脉冲宽度(t₁)为275ms，F1和F2下降沿间隔时间(t₃)约为F1周期(t₂)的一半。然而，F1和F2的脉冲周期小于550ms（1.81Hz）时，F1和F2脉宽变为脉冲周期的一半。F1和F2的最高输出频率如表Ⅲ所示。

高频率输出CF主要用于通信和仪表校验。CF产生脉宽(t₄)为90ms，高电平有效的脉冲信号，其频率正比于瞬时有功功率。表7给出了CF的输出频率。与F1和F2情况一样，当CF的周期（(t₅）小于180ms时，CF的脉宽变为脉冲周期的一半。例如，当CF的频率为20Hz时，CF的脉宽是25ms。应当注意，当CF选择为高频方式（即SCF="0"，S1=S0=1）时，CF的脉宽固定为18μs，因此不管CF的输出频率多高，(t₄)总是18μs。

12.10 空载阈值

FS6611包括一个空载阈值和启动电流特性，它具有防潜动功能。FS6611设定了一个最小频率，当负载产生的频率低于这个最小频率时，F1，F2和CF将没有脉冲输出。这个最小输出频率是满度输出频率对应的F_1–4的0.0014%，见表5。例如某电度表的仪表常数为100imp/kWhr,F1,F2选用的F_1–4为3.4Hz，那么，在F1或F2端的最小输出频率是3.4Hz的0.0014%（4.76×10-5Hz），CF端的最小输出频率是3.05×10–3Hz at CF (64 ×F1 Hz)在本例中，空载阈值等效于1.7W负载，或在220V情况下8mA启动电流。这个值与IEC62053规定的比较，后者要求启动电流≤0.4%Ib（基本电流），对于Ib为5A的电度表，0.4%Ib是20mA。 因此这种设计下的启动电流满足IEC的需要，就像上述例子所阐述的一样，对F_1–4和步进电机显示的比率的选择决定了启动电流。

13封装外形

SSOP-24

注:

1.控制尺寸: mm

2.Refer to JEDEC MO – 150AG

3.尺寸 “D”不包含Flash模型, 突出或者Burrs门. 这3个的引线不能超过 0.006” (0.15mm) ;

4.尺寸 “E” 不包括内部flash或者推出，他们的每一边不超过0.010” (0.25mm)。

5.间隙：±0.010” (0.25mm)，除非另有说明

6.其他尺寸符合下面的说明