原创 反激式LED驱动中的功率因数校正原理

作为一种固态光源，发光二级管(LED)具备使用寿命长、功效出色以及环保特性，因此得到了广泛应用。目前，LED正在取代现有的照明光源，如白炽灯、荧光灯和HID灯等。若要点亮LED，需要用恒定电流进行操作，而且必须具有高功率因数。除了适用于固态照明的最新EnergyStar®指令要求功率超过3 W的照明光源具有大于0.9的功率因数，镇流器输入线路电流谐波还需要满足IEC61000-3-2 C类规范的要求。

为了达到这些LED照明应用要求，通常会在低功率(<25 W) LED照明应用中使用一个集成PFC的单级反激式转换器。此外，在各种反激式拓扑电路中，初级端调节(PSR)反激式电路是最为经济高效的解决方案。通过使用具有初级端调节（PSR）的单级拓扑，LED照明电路板无需输入电解电容和反馈电路，可用极少的外部元件来完成，从而将成本降至最低。图1所示为单级PSR反激式LED驱动器电路。

图 1： 具有高功率因数的单级PSR反激式LED驱动器

对于初级端调节，通常优先使用非连续导通工作模式(DCM)，因为它能提供极为精确的输出调节[1]。为了实现高功率因数和低总谐波失真(THD)，通常会在开关频率固定的DCM反激式转换器中采用恒定导通时间控制。图2所示为初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET开关栅极信号的典型理论波形。

图 2： DCM反激式PFC转换器的时序和输入电流

在导通时间恒定的条件下，平均输入电流如下式所示：

此处，D为转换器的开关占空比， 为反激变压器的初级绕组电感。上式表明输入电流波形始终跟随输入电压。因此，转换器实现单位功率因数。

然后，可通过下式计算RMS输入电流：

为输入交流电压达到最大值时MOSFET的关断瞬态电感电流。

为了保持DCM工作模式，最大占空比D必须满足[1]：

为次级二极管导通时变压器初级端的反射电压。

为了确保反激式转换器在DCM模式下以单位功率因数工作并具备低THD性能，通常使用匝数比相对较小的变压器。这类反激式变压器会导致较小的开关占空比，使流过MOSFET开关和变压器的峰值以及RMS电流变大，从而造成更多功耗损失。由于峰值开关电流较高，因此需要用到相对较大的EMI滤波器。

具有临界导通工作模式(BCM)的反激式转换器具有零电压导通特性，可最大程度降低开关损耗，因此常用作单级PFC转换器。具有BCM工作模式的单级PFC反激式转换器工作原理详见“参考资料”[2]。与DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定导通时间和可变开关频率控制。用于PFC的BCM反激式方法适用于需要相对较高PF但总体谐波失真(THD)并不低于10%的很多应用。下面的图3显示了其初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET栅极开关信号的理论波形。

图3： BCM反激式PFC转换器的时序和输入电流

如“参考资料”[2]中的详细介绍，平均输入电流表述如下：

很遗憾，上文输入电流等式中的分母使得电流波形呈现出明显的非正弦形态，除非比率 非常小。下面的图4显示了BCM反激式拓扑的输入电流波形，其中R_VR为参数[2]。对输入电流波形的谐波分析表明，若R_VR为2，则很难获得低于10%的THD。

图4： 以R_VR作为参数的BCM反激式拓扑输入电流波形

在开关的关断期间，开关上的最大电压等于峰值输入电压加上反射电压V_R。因此，由于MOSFET开关的额定电压限制，R_VR的可能值范围仅为1（美国标准输入电压）和2至3（欧洲标准输入电压）。对于采用通用输入电压的照明应用而言，为了达到相对较低的THD，必须使用800 V甚至1000 V MOSFET，以使R_VR比率尽可能低。它的开关频率也有可能变得非常高，尤其是在高输入交流电压的LED调光应用中。

仔细回顾上述表达式可得出以下结论：

1. 无需作为参考用于MOSFET峰值漏极电流的输入电压。如果导通时间在半周期间是恒定的，则峰值漏极电流将会随着输入电压的变化而变化。

2. 输入电流波形不理想的主要原因是可变频率，更确切地说是可变占空比。在漏极电流波形相同的情况下，如果占空比在半周期间保持恒定，则输入电流将会是正弦曲线。

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想要进一步了解带PFC的反激式拓扑？ 请下载我们的应用笔记：

[1]. Fairchild “AN-9750：用于带FL7732 PSR控制器的LED驱动器的高功率因数反激式转换器”

[2]. Michael Weirich，Farichild“适合LED照明应用、具有恒流输出的高功率因数反激技术”