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原创用于蜂窝基础设施的低失配超高频(UHF)低噪声放大器(LNA)

 2013-10-12 08:33  2249 19 19 分类: 通信

介绍低噪声放大器(LNA, Low Noise Amplifier)设计中最大的障碍为噪声Γopt和共轭S11*匹配点的不重合，基于这个原因，LNA设计过程无可避免地必须对噪声系数的输入匹配进行取舍，不幸的是，由于天线匹配要求，例如LNA要在-18dB回返损耗的带通滤波器之后达到14dB的天线失配，输入回返损耗(IRL, Input Return Loss)必须优于-23dB，因此这样的取舍并不适合蜂窝基础设施应用。虽然可以使用隔离器解决噪声匹配放大器中的高反射率，但却有成本高且重量重的缺点，因而贝尔实验室于60年代开发出比隔离器更便宜并且更轻的产品，也就是平衡放大器拓朴结构[1-2]，它将由一对放大器反射的能量送到正交3dB耦合器，或称为90o或混合耦合器来进行自我消除，由于连接端口的匹配并不会受到组成放大器实际反射率的影响，因此可以达到良好的匹配，使得设计工程师可以自由调整输入电路以取得最低的噪声。另外，平衡组态也具有比单端结构更好的可靠性、线性度和带宽，最令人讶异的是，它本身具有自稳定功能，也就是就算由两个可能不稳定放大器构成，依然可以确保不管是带内或带外的完美稳定性。在缺点方面，平衡式LNA需要比起单端设计多一倍的电流和零组件，而用来做为信号分离和组合的正交耦合器也会增加成本并占用更多的电路板空间，特别是在分布式设计上，它们的插入损耗也会影响射频性能。如果使用商用插入式耦合器，那幺射频性能基本上会正比于所采用器件的尺寸和价格，进一步说，受限的移动通信塔顶空间，例如塔顶放大器(TMA, Tower Mounted Amplifier)会因平衡式LNA大约是单端设计的两倍重量和尺寸而倾向不采用，对于相关文件的研究带来了解决平衡式LNA尺寸问题的两个方法，分别为缩小耦合器[4-5]以及更高的电路集成度[6-7, 13-14]，在此同时，塔顶放大器对于最先进灵敏度和线性度的需求也对微型化带来阻碍。

为了改善先前900MHz平衡式LNA设计的尺寸和使用零组件数量，我们以微型化多层耦合器以及集成双放大器、偏压和关断功能的MMIC为基础进行设计，就我们所知，这是业内第一个内置关断功能的双放大器MMIC产品。为了强化设计的可用性，我们在追平甚至超越先前技术所达到最佳噪声和线性性能的基础上，期望可以大幅度地缩小尺寸，本篇文章描述了我们的设计如何达成相互冲突的尺寸和性能目标，并总结了最重要的结果。

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《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 材料和方法 首先我们描述了芯片的内置功能，接着为芯片外部的配套电路，然后是进行原型平衡放大器的电路模型，最后则对信号源和负载取得数据进行设计信号源(ΓS)和负载阻抗(ΓL)进行验证。作为缩小尺寸的第一步，我们设计了一款集成双放大器、静电放电(ESD, ElectroStatic Discharge)保护、有源偏压和关断功能的MMIC产品。除了使用较少的外部组件外，在同一个芯片上结合偏压电路和放大器也可以取得即使是在门极阀值电压和温度变化的条件下稳定工作电流的好处。芯片使用6吋晶圆工艺上的0.25μm增强型伪型态高电子迁移率晶体管(E-pHEMT)，主要原因是它具有最好的成本和性能平衡。首先，工艺使用单端LNA来得到900MHz时0.3dB的噪声系数(NF, Noise Figure)[8]，因此在调整耦合器损耗后可以达到平衡模式下0.5dB的NF，接着工艺> 30GHz相对较高的频率fT以及约615mS/mm的最高跨导可以降低达到+17.6dB增益的电路级至单一，最后，由于这个工艺的线性度直到Vds低于2V时才会明显下滑[9]，因而非常适合低电压工作应用。这款集成6个晶体管、26个二极管、12个电阻以及2个电容的MMIC使用了16-pin的4x4x0.5mm QFN封装。

有源偏压电路通过外部电阻R3和R8连接到电源Vdd1和Vdd2，通过这些电阻，可以自由控制门极偏压，虽然每个E-pHEMT的标称吸入电流Idd在4.8V Vdd时为60mA，但可以在这些电阻的可允许范围于48-72mA间变化。电感L1和L16以及电阻R1和R6形成了门极偏压电路，虽然芯片内的螺旋电感可以执行这个功能，但由于较低的损耗以及较小芯片的成本较低，因此这个设计倾向使用外部电感，如此也使得芯片可以应用于不同的频率上。由于噪声系数在这个应用中非常重要，因此我们特别使用贴片绕线式电感而不使用积层电感。除了偏压插入外，先前提到的电感加上串接电容C3和C16同时也形成了可以滤除非所要低频增益的高通电路，连接漏极到封装引脚的长接合线Lw也可以做为预匹配之用。关断功能方块包含了和有源偏压串接的晶体管开关，关断动作由加上Vsd1/2的≥2V高逻辑电平使开关断开，接着由Vsd1/2≤500mV的低逻辑电平来启动放大器，如果省略≥0.1μF的较大的去耦合电容C6/8/20/22/23/24，那幺由正常状态转变为关断的时间低于50ns，不过这些电容由于能够有助于低频的稳定度并且可以对电源电压变动形成阻尼效应，因此非常建议使用。平衡式放大器的信号分离和组合使用了商用多层耦合器X1和X2以节省设计工作和电路板空间，在输入端使用了损耗较低的6.4x5.1mm较大耦合器，在输出端则使用2.01x1.3mm的较小耦合器来节省空间和成本。为了确保在批量生产时达成IRL≤-21dB的要求，这些关键参数通过Monte Cario分析来找出，请参考图3。接着进行两个控制项，分别为将放大器的输入匹配到|S11a-S11b| <0.025并且输入耦合器的隔离必须>23dB，其中第一个控制项可由使用相邻芯片达成，第二个控制项则需指定高隔离输入耦合器[10]，输出耦合器则非关键。

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为了在安捷伦ADS2009上进行模拟，电路模型分离为二级结构，请参考图5，其中上半部包含了代表MMIC信号分离/组合以及阻抗匹配功能的方块，两个放大器Q1和Q2由相同的二连接端口s参数代表(S2p)，s参数由相似材料(10mil RO3450)的测试安排取得，接着加入穿透、反射、线段(TRL, Thru Reflect Line)校正来将参考平面移至封装边缘，使用相同的测试安排，器件的噪声和线性参数可以使用自动信号源和负载调谐器取得，由于容易受到机械调谐器的组合损耗以及所需的连接适配器(APC7到3.5mm)屏蔽，因此约0.2dB的最低噪声系数特别难以取得，电感和混合耦合器使用制造商的s2p数据建构模型，其他的无源零组件则由包含低阶寄生的等效电路代表。

为了验证设计的输入和输出匹配电路，模型化的信号源(ΓS)和负载(ΓL)阻抗与先前所测得的信号源和负载比较，其中ΓS和ΓL 为使用ADS的“s参数探针”取得，使用这款MMIC非常容易达到良好的噪声性能，原因是0.3dB的固定NF圈较大，甚至包含了图形的中心，请参考图6。基于这个原因，由L1-C3和L2-C16组成的输入电路在设计上主要以偏压功能为目的而非阻抗或噪声匹配，输入LC电路中缺少阻抗转换代表了带宽不会受到电路负载Q值的限制，同时插入损耗也较不受零组件Q值的影响，由图形中的ΓS偏移为非故意，主要由零组件的总和寄生效应引起，ΓS的噪声系数为0.28dB，虽然针对噪声匹配最佳化的Γopt 可以大幅度改善噪声系数约0.03dB，但并非必须。在最佳输出匹配时这个器件拥有超过42dBm的第3阶输出截点(OIP3)，由于偏离图形中心，由42dB固定线性圈所涵盖的区域需要某些阻抗转换来达成，请参考图6右方，位于40dBm的第2个圈已经包含了图形的中心，由于40dBm的OIP3对于这个应用已经足够，因此我们在设计输出电路时并没有进行阻抗转换，亦即ΓL=50Ω，不过由于零组件的寄生效应，ΓL会些微偏离中心点。

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《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 结果和讨论 A. 尺寸、零组件数目以及功能的集成 这个设计可能是目前塔顶放大器(TMA)应用尺寸最小且集成度最高的平衡式LNA设计，相较于先前的设计，印刷电路板缩小了110%到40%，请参考表1，零组件数量则高于内置匹配功能的MCOB设计[13]，但它所采用的外部匹配方式带来了较低的噪声系数，并且它的单石化制作成本也较低。另外，单电源电压要求也比双电源电压的稳压和滤波节省许多零组件成本，这款MMIC并且也极力集成许多功能，就我们所知，这是第一个集成了关断功能的双放大器MMIC器件。

* 虽然这个设计还拥有良好的1.9GHz性能，不过却没有列在这个调查表中，原因是直接更换多层耦合器的型号即可应用于900MHz。 B. 射频性能 虽然进行了大幅度的微型化，但增益和噪声并没有受到影响，在900MHz时，实验所得的增益和噪声系数分别为0.5dB和18dB，请参考图7，其中实验得到的噪声系数可以匹敌使用较昂贵工艺或封装设计，如表3，其中噪声系数结果也相等于我们使用较大55%耦合器的最新设计。专为这个设计所发展的电路模型拥有良好的预测值，增益和噪声系数的最大误差分别为0.2dB和0.1dB。假设输入耦合器和匹配电路为理想状态，那幺平衡式LNA就具有相近于组成放大器的噪声系数[17]，由于器件层级的噪声系数约为0.3dB，因此可以推测加入同轴连接器、混合耦合器以及输入匹配的总损耗后还可以达到0.2dB的噪声系数，在600MHz到1050MHz范围内，噪声系数的变化低于最小值0.1dB，因此它的可用带宽足够应付现有以及未来的全球3G和4G网络频段，超过这个频率范围的噪声系数会因为输入耦合器的特性而大幅度上升。

如果其中一边完全故障，平衡式LNA的中间频带增益依然会维持在可用的约12dB范围，为了模拟其中一个放大器故障，连接到每个放大器的电源Vdd1和Vdd2会交替断开，当同一时间只有一个放大器供电时，中间频带增益会在11.8dB与12.7dB间变化，请参考图8，这个半运作状态下的增益依理论会由6dB下滑约十分之几，由于当其中一个放大器完全故障时增益并不会完全损失，因此相较于单端放大器，平衡式放大器更加可靠，这对移动通信应用是个非常重要的优势，原因是在这类应用中完全不能忍受服务中断。

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《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载实验结果超过了塔顶放大器要求的-21dB输入失配，另外，也可以在宽广的带宽下维持良好的匹配，也就是IRL≤-20dB时带宽等于中央频率fc的83%，请参考图9。实验IRL在输入耦合器中央频率附近时最佳，同样地，输出耦合器也决定了ORL响应，这个模型在大部分的导通频带内都能够符合实验的结果，不过实验ORL在500MHz处的非预期下沉并无法由模型预测，可能的原因是疏忽了建立零组件寄生效应模型，如前面所提到，正交耦合器可以带来相当广的匹配带宽，输入和输出RL都因耦合器的有限隔离以及连接走线的非连续性而受到限制。

即使组成放大器不稳定，平衡式LNA依然可以维持稳定，不管是模型或测量所得的稳定系数mu都可以在50MHz到20GHz间超过一单位，因此平衡拓朴的自稳定功能可以得到验证，原因是单独放大器在评估范围内的数个不同频率可能不稳定(mu <1 )，计算所得的稳定系数和实验结果都具有相同的趋势，但尖峰并无法完全涵盖，这个误差可能由被动零组件模型的过度简化所引起。

这个设计的增益压缩和线性性能为同类最佳，其中IIP3高于最接近竞争者5.6dB，请参考表3，1dB增益压缩点P1dB在中间频带时约为24dBm，同时在整个频率范围也维持稳定，于1GHz范围内变化低于1dB，请参考图11。使用-20dBm以1MHz间隔分离的单音信号作为测试源，第三输入截点IIP3在中间频带测量结果约为21.6dBm，不过不像平坦的P1dB响应，IIP3在接近耦合器导通频带的近中心点会有一个明显的21.9dBm尖峰，以输出点为参考，第三截点OIP3在中间频带约为39.6dBm，依OPI3相对于直流功率的线性评价值(figure of merit)为9.12/0.58，约等于15.7，1dB增益压缩点以及输入第三截点IIP3的较高值代表了对于屏蔽和伪混波有较高的忍受力，因此更为适合通常与其他服务相邻的塔顶放大器(TMA)应用。

启动MMIC的关断功能可以把放大器转换成为无反射衰减器，可以用来避免后方电路级发生过载，通过关断放大器的信号会在中间频带衰减约16dB，IRL和ORL的测量值优于-20dB，请参考图12。由于反射的能量会在耦合器中自行消除，因此可以在关断状态下保持良好的匹配，相反的，没有通电的单端放大器拥有高反射性，因此必须加以旁路以避免额外的天线和滤波器失调，就我们所知，这是第一次如此良好的特性被实现并可用来节省定制的LNA旁路开关，关断状态下每通道电流消耗约为176μA，基本上可以忽略。

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《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载总结 900MHz平衡式LNA设计所占用的尺寸以及使用零组件数量可以通过集成多个功能到MMIC中大幅度降低，塔顶放大器(TMA)的超低失配要求可以通过控制放大器S11差异以及耦合器的隔离达成，除了积极的微型化，包含55%更小输入耦合器，可以取得最佳的噪声系数和线性度，关断模式的良好匹配也能够节省LNA旁路的需求，我们相信这个新设计可以带来体积更小且性能更佳的塔顶放大器平衡式LNA。近来平衡式天线与平衡式LNA的无巴伦连接(balun-less connection)组合也已经被提出[20-21]，由于移除balun有助于节省成本和射频损耗，但一个可能的问题是这个高度集成的MMIC能够为这类应用带来的性能和成本优势到底如何？感谢作者要感谢Zulfa所提供的深入讨论，M. D. Suhaiza和S. Punithevati对原型的协助，S. A. Asrul审阅原稿以及安华高科技管理阶层同意本文的出版，并感谢Anaren Communications公司的Suzhou免费提供实验中所使用的耦合器。 参考文献 [1] M. Eisele, R. S. Engelbrecht, and K. Kurokawa, "Balanced Transistor Amplifiers for Precise Wideband Microwave Applications," IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 1965. [2] R. S. Engelbrecht and K. Kurokawa, "A Wideband Low Noise L-Band Balanced Transistor Amplifier," Proc. IEEE, vol. 53, no.3, pp. 237-247, Mar. 1965. [3] S. C. Cripps, RF power amplifiers for wireless communications, Norwood, MA: Artech House, 1999, section. 10.2 "Balanced amplifiers". [4] J. S. Mandeep and H. Abdullah, "A compact, balanced low noise amplifier for WIMAX base station applications," Microwave J., Nov. 2010. [5] A. F. Osman and N. Mohd. Noh, "A design for SDR radio using balanced amplifier topology," 4th Asia Symp. Quality Electronic Design, 2012. [6] T. Chong, "A Low-Noise, High-Linearity Balanced Amplifier in Enhancement-mode GaAs pHEMT Technology for Wireless Base-Stations," Proc. Eur. Microwave Conf., Paris, Oct. 2005. [7] T. Chong and S. Rendava, "Design and Performance of a 1.6-2.2GHz Low-Noise, High Gain Dual Amplifier in GaAs E-pHEMT," Asia Pac. Microwave Conf., Suzhou, China, Dec. 2005 [8] C. L. Lim, "Setting new noise performance benchmarks using wideband low-noise high-linearity LNAs," Microwave J., Feb. 2011. [9] J. Madden, "Low voltage operation of GaAs power amplifier," Microwave J., Sep. 2006, pp. 130-134. [10] Anaren product specification, "X3C19P1-03S hybrid coupler," Rev. D, [Online] Available: http://www. anaren.com [11]Avago Technologies application note 1281, "A High IIP3 Balanced Low Noise Amplifier for Cellular Base Station Applications Using the Enhancement Mode PHEMT ATF-54143 Transistor and Anaren Pico Xinger 3 dB Hybrid Couplers," [Online] Available: http://www.avagotech.com [12] I. Piper, S. Seward, A. Ward, H. P. Hostergaard and S. Tozin, "Balanced LNA suits cellular base stations," Microwave & RF, Apr. 2002, pp. 70-80. [13] H. K. Lee, A. C. S. King, H. M. Fuad, and T. Chong, "A low noise figure high linearity balanced amplifier module for cellular band base station's tower mounted amplifier application using E-mode pHEMT Technology," Proc. Asia Pacific Microwave Conf., 2008. [14] Avago Technologies Technologies application note 5441, "LNA Design with the MGA-16516 Matched Pair, Low Noise Amplifier," [Online] Available: http://www.avagotech.com [15] Ommic product specification, "CGY2105XHV Dual Ultra Low Noise High IP3 Amplifier," [Online] Available: http:// www.ommic.com. [16] Ommic product specification, "CGY2106XHV Dual Ultra Low Noise High IP3 Amplifier," [Online] Available: http:// www.ommic.com. [17] G. V. Petrov, "Noise properties of balanced amplifiers," Int. J. Electronics, vol. 53, no.5, 1982. [18] E. E. M. Woestenburg, "LNAs for the multi frequency front ends," Netherlands Foundation for Res. in Astronomy, Dwingeloo, NFRA-ITR 219, Dec. 1997. [19] Z. Wang, W. Yang, J. Peng, J. Chen, W. Xie, and C. Shi, "The design of SiGe HBT balanced broadband low noise amplifier," Intl. Conf. Microwave & Millimeter Wave Tech., 2008. [20] J. Morawietz, R.H. Witvers, J.G.B. de Vaate, and E.E.M. Woestenburg, "Noise characterization of ultra low noise differential amplifiers for next generation radiotelescopes," Proc. Eur. Microwave Conf. 2007, pp. 1570-1573. [21] R. G. Garcia, "Pacman flowpad COTS differential LNAs," FG-IGN, Spain, Tech. Rep. IT-OAN 2008-1 [Online] Available: http://www1.oan.es/informes/archivos/IT-OAN-2008-1.pdf

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