高速光耦型号大全<?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" />
100K bit/S: 6N138、6N139、PS8703
1M bit/S: 6N135、6N136、CNW135、CNW136、PS8601、PS8602、PS8701、PS9613、PS9713、CNW4502、HCPL-2503、HCPL-4502、HCPL-2530（双路）、HCPL-2531（双路）
10M bit/S: 6N137、PS9614、PS9714、PS9611、PS9715、HCPL-2601、HCPL-2611、HCPL-2630（双路）、HCPL－2631（双路）
另外，台湾COSMO公司的KP7010在RL选值为300欧左右时，我根据其数据手册所载数值计算，速率可达100Kbit/S，且为6脚封装，比同级的6N138、6N139小巧，价格也较低
先是比例后积分,最后再把微分加
曲线振荡很频繁,比例度盘要放大
曲线漂浮绕大湾,比例度盘往小扳
曲线偏离回复慢,积分时间往下降
曲线波动周期长,积分时间再加长
曲线振荡频率快,先把微分降下来
动差大来波动慢,微分时间应加长
理想曲线两个波,前高后低4比 1
一看二调多分析,调节质量不会低
电阻精度与常用阻值（zz）
2006-12-21 19:26
E-24系列精度为5%,E-96系列为1% 国家标准规定了电阻的阻值按其精度分为两大系列,分别为E-24系列和E-96系列,E-24系列精度为5%,E-96系列为1%, 在这两种系列之外的电阻为非标电阻,较难采购。下面列出了常用的5％和1％精度电阻的标称值,供大家设计时参考。 |
阻抗(ohm) = 2 * 3.14159 * F(工作频率) * 电感量(mH)，设定需用 360ohm 阻抗，因此：
电感量(mH) = 阻抗 (ohm) ÷ (2*3.14159) ÷ F (工作频率) = 360 ÷ (2*3.14159) ÷ 7.06 = 8.116mH
据此可以算出绕线圈数：
圈数 = [电感量* { ( 18*圈直径(吋)) + ( 40 * 圈长(吋))}] ÷ 圈直径 (吋)
圈数 = [8.116 * {(18*2.047) + (40*3.74)}] ÷ 2.047 = 19 圈
作者：佚名 转贴自：本站原创 点击数：6684 文章录入： zhaizl
空心电感计算公式：L(mH)=(0.08D.D.N.N)/(3D+9W+10H)
D------线圈直径
N------线圈匝数
d-----线径
H----线圈高度
W----线圈宽度
单位分别为毫米和mH。。
空心线圈电感量计算公式:
l=(0.01*D*N*N)/(L/D+0.44)
线圈电感量 l单位: 微亨
线圈直径 D单位: cm
线圈匝数 N单位: 匝
线圈长度 L单位: cm
频率电感电容计算公式:
l=25330.3/[(f0*f0)*c]
工作频率: f0 单位:MHZ 本题f0=125KHZ=0.125
谐振电容: c 单位:PF 本题建义c=500...1000pf 可自行先决定,或由Q
值决定
谐振电感: l 单位: 微亨
线圈电感的计算公式
作者：线圈电感的计算公式 转贴自：转载 点击数：299
1。针对环行CORE，有以下公式可利用: (IRON)
L=N2．AL L= 电感值（H)
H-DC=0.4πNI / l N= 线圈匝数(圈)
AL= 感应系数
H-DC=直流磁化力 I= 通过电流(A)
l= 磁路长度（cm)
l及AL值大小，可参照Microl对照表。例如: 以T50-52材，线圈5圈半，其L值为T50-52(表示OD为0.5英吋)，经查表其AL值约为33nH
L=33．(5.5)2=998.25nH≒1μH
当流过10A电流时，其L值变化可由l=3.74(查表)
H-DC=0.4πNI / l = 0.4×3.14×5.5×10 / 3.74 = 18.47 （查表后）
即可了解L值下降程度(μi%)
2。介绍一个经验公式
L=(k*μ0*μs*N2*S)/l
其中
μ0 为真空磁导率=4π*10(-7)。（10的负七次方）
μs 为线圈内部磁芯的相对磁导率，空心线圈时μs=1
N2 为线圈圈数的平方
S 线圈的截面积，单位为平方米
l 线圈的长度， 单位为米
k 系数，取决于线圈的半径（R)与长度(l)的比值。
计算出的电感量的单位为亨利。
2R/l k
0.1 0.96
0.2 0.92
0.3 0.88
0.4 0.85
0.6 0.79
0.8 0.74
1.0 0.69
1.5 0.6
2.0 0.52
3.0 0.43
4.0 0.37
5.0 0.32
10 0.2
20 0.12
第1种方法、限幅滤波法（又称程序判断滤波法）
A、方法：
根据经验判断，确定两次采样允许的最大偏差值（设为A）
每次检测到新值时判断：
如果本次值与上次值之差<=A,则本次值有效
如果本次值与上次值之差>A,则本次值无效,放弃本次值,用上次值代替本次值
B、优点：
能有效克服因偶然因素引起的脉冲干扰
C、缺点
无法抑制那种周期性的干扰
平滑度差
第2种方法、中位值滤波法
A、方法：
连续采样N次（N取奇数）
把N次采样值按大小排列
取中间值为本次有效值
B、优点：
能有效克服因偶然因素引起的波动干扰
对温度、液位的变化缓慢的被测参数有良好的滤波效果
C、缺点：
对流量、速度等快速变化的参数不宜
第3种方法、算术平均滤波法
A、方法：
连续取N个采样值进行算术平均运算
N值较大时：信号平滑度较高，但灵敏度较低
N值较小时：信号平滑度较低，但灵敏度较高
N值的选取：一般流量，N=12；压力：N=4
B、优点：
适用于对一般具有随机干扰的信号进行滤波
这样信号的特点是有一个平均值，信号在某一数值范围附近上下波动
C、缺点：
对于测量速度较慢或要求数据计算速度较快的实时控制不适用
比较浪费RAM
第4种方法、递推平均滤波法（又称滑动平均滤波法）
A、方法：
把连续取N个采样值看成一个队列
队列的长度固定为N
每次采样到一个新数据放入队尾,并扔掉原来队首的一次数据.(先进先出原则)
把队列中的N个数据进行算术平均运算,就可获得新的滤波结果
N值的选取：流量，N=12；压力：N=4；液面，N=4~12；温度，N=1~4
B、优点：
对周期性干扰有良好的抑制作用，平滑度高
适用于高频振荡的系统
C、缺点：
灵敏度低
对偶然出现的脉冲性干扰的抑制作用较差
不易消除由于脉冲干扰所引起的采样值偏差
不适用于脉冲干扰比较严重的场合
比较浪费RAM
第5种方法、中位值平均滤波法（又称防脉冲干扰平均滤波法）
A、方法：
相当于“中位值滤波法”+“算术平均滤波法”
连续采样N个数据，去掉一个最大值和一个最小值
然后计算N-2个数据的算术平均值
N值的选取：3~14
B、优点：
融合了两种滤波法的优点
对于偶然出现的脉冲性干扰，可消除由于脉冲干扰所引起的采样值偏差
C、缺点：
测量速度较慢，和算术平均滤波法一样
比较浪费RAM
第6种方法、限幅平均滤波法
A、方法：
相当于“限幅滤波法”+“递推平均滤波法”
每次采样到的新数据先进行限幅处理，
再送入队列进行递推平均滤波处理
B、优点：
融合了两种滤波法的优点
对于偶然出现的脉冲性干扰，可消除由于脉冲干扰所引起的采样值偏差
C、缺点：
比较浪费RAM
第7种方法、一阶滞后滤波法
A、方法：
取a=0~1
本次滤波结果=（1-a）*本次采样值+a*上次滤波结果
B、优点：
对周期性干扰具有良好的抑制作用
适用于波动频率较高的场合
C、缺点：
相位滞后，灵敏度低
滞后程度取决于a值大小
不能消除滤波频率高于采样频率的1/2的干扰信号
第8种方法、加权递推平均滤波法
A、方法：
是对递推平均滤波法的改进，即不同时刻的数据加以不同的权
通常是，越接近现时刻的资料，权取得越大。
给予新采样值的权系数越大，则灵敏度越高，但信号平滑度越低
B、优点：
适用于有较大纯滞后时间常数的对象
和采样周期较短的系统
C、缺点：
对于纯滞后时间常数较小，采样周期较长，变化缓慢的信号
不能迅速反应系统当前所受干扰的严重程度，滤波效果差
第9种方法、消抖滤波法
A、方法：
设置一个滤波计数器
将每次采样值与当前有效值比较：
如果采样值＝当前有效值，则计数器清零
如果采样值<>当前有效值，则计数器+1，并判断计数器是否>=上限N(溢出)
如果计数器溢出,则将本次值替换当前有效值,并清计数器
B、优点：
对于变化缓慢的被测参数有较好的滤波效果,
可避免在临界值附近控制器的反复开/关跳动或显示器上数值抖动
C、缺点：
对于快速变化的参数不宜
如果在计数器溢出的那一次采样到的值恰好是干扰值,则会将干扰值当作有效值导入系统
第10种方法、限幅消抖滤波法
A、方法：
相当于“限幅滤波法”+“消抖滤波法”
先限幅,后消抖
B、优点：
继承了“限幅”和“消抖”的优点
改进了“消抖滤波法”中的某些缺陷,避免将干扰值导入系统
C、缺点：
对于快速变化的参数不宜
第11种方法：IIR 数字滤波器
A. 方法：
确定信号带宽， 滤之。
Y(n) = a1*Y(n-1) + a2*Y(n-2) + ... + ak*Y(n-k) + b0*X(n) + b1*X(n-1) + b2*X(n-2) + ... + bk*X(n-k)
B. 优点：高通，低通，带通，带阻任意。设计简单(用matlab）
C. 缺点：运算量大
过零比较器 过零比较器,顾名思义,其阈值电压UT=0V。电路如图(a)所示,集成运放工作在开环状态,其输出电压为+UOM或-UOM。当输入电压uI<0V时,UO=+UOM;当输入电压uI>0V时,UO=-UOM。因此,电压传输特性如图(b)所示。 | ||||
| ||||
| ||||
在实用电路中为了满足负载的需要,常在集成运放的输出端加稳压管限幅电路,从而获得合适的UOH和UOL,如图（725）(a)所示。图中R为限流电阻,两只稳压管的稳定电压均应小于集成运放的最大输出电压UOM。设稳压管DZ1的稳定电压为UZ1,稳压管DZ2的稳定电压为UZ2,UZ1和UZ2的正向导通电压均为UD。 | ||||
当UI<0时,由于集成运放的输出电压u/O=+UOM, DZ1使工作在稳压状态,DZ2工作在正向导通状态,所以输出电压 UO=UOH=（UZ1+UD） 当UI>0时,由于集成运放的输出电压u/O=-UOM,DZ2使工作在稳压状态,DZ1工作在正向导通状态,所以输出电压 UO=UOL=－（UZ２+UD） | ||||
★两只稳压管稳压值相同 | ||||
若要求,UZ1=UZ2则可以采用两只特性相同而又制作在一起的稳压管,其符号如图(b)所示,稳定电压标为±UZ。 当uI<0时,U O=UOH=UZ; 当uI>0时,U O=UOL=-UZ。 | ||||
★稳压管接在反馈通路中 | ||||
| ||||
电路优点： | ||||
◆由于集成运放的净输入电压和净输入电流均近似为零,从而保护了输入级; ◆由于集成运放并没有工作到非线性区,因而在输入电压过零时,其内部的晶体管不需要从截止区逐渐进入饱和区,或从饱和区逐渐进入截止区,所以提高了输出电压的变化 | ||||
长期以来，受运算放大器的影响，比较器的应用一直没有得到应有的重视。直到目前随着比较器性能指标的改进，使其更好地胜任电压比较这一基本任务，这一状况才得到改善，本文主要介绍新型比较器的性能及其典型应用。
比较器的功能
比较器的两路输入为模拟信号，输出则为二进制信号，当输入电压的差值增大或减小时，其输出保持恒定。从这一角度来看，也可以将比较器当作一个1位模/数转换器(ADC)。
比较器与运算放大器
运算放大器在不加负反馈时，从原理上讲可以用作比较器，但由于运算放大器的开环增益非常高，它只能处理输入差分电压非常小的信号。而且，在这种情况
比较器通常不能用作比较器，比较器经过调节可以提供极小的时间延迟，但其频响特性受到一定限制，运算放大器正是利用了频响修正这一优势而成为灵活多用的器件。另外，许多比较器还带有内部滞回电路，这避免了输出振荡，但同时也使其不能当作运算放大器使用。
电源电压
比较器与运算放大器工作在同样的电源电压，传统的比较器需要±15V等双电源供电或高达36V的单电源供电，这些产品在工业控制中仍有需求，许多厂商也仍在提供该类产品。
但是，从市场发展趋势看，目前大多数应用需要比较器工作在电池电压所允许的单电源电压范围内，而且，比较器必须具有低电流、小封装，有些应用中还要求比较器具有关断功能。例如：MAX919比较器可工作在1.8V至5.5V电压范围内，全温范围内的最大吸入电流仅为1.2µA，采用SOT23封装，类似的MAX965比较器工作电压可低至1.6V，因而非常适用于电池供电的便携式产品。
比较器的性能指标
比较器两个输入端之间的电压在过零时输出状态将发生改变，由于输入端常常叠加有很小的波动电压，这些波动所产生的差模电压会导致比较器输出发生连续变化。为避免输出振荡，新型比较器通常具有几mV的滞回电压。滞回电压的存在使比较器的切换点变为两个：一个用于检测上升电压，一个用于检测下降电压(图1)。高电压门限(VTRIP+)与低电压门限(VTRIP-)之差等于滞回电压(VHYST)，滞回比较器的失调电压(VOS)是VTRIP+和VTRIP-的平均值。
图1 开关门限、滞回和失调电压
不带滞回的比较器的输入电压切换点是输入失调电压，而不是理想比较器的零电压。失调电压一般随温度、电源电压的变化而变化。通常用电源抑制比(PSRR)衡量这一影响，它表示标称电压的变化对失调电压的影响。
理想的比较器的输入阻抗为无穷大，因此，理论上对输入信号不产生影响，而实际比较器的输入阻抗不可能做到无穷大，输入端有电流经过信号源内阻并流入比较器内部，从而产生额外的压差。偏置电流(IBias)定义为两个比较器输入电流的中值，用于衡量输入阻抗的影响。例如，MAX917系列比较器的最大偏置电流仅为2nA。
随着低电压应用的普及，为进一步优化比较器的工作电压范围，Maxim公司利用NPN管与PNP管相并联的结构作为比较器的输入级，从而使比较器的输入电压得以扩展，可以比电源电压高出250mV，因而达到了所谓的超电源摆幅标准。这种比较器的输入端允许有较大的共模电压。
比较器输出
由于比较器仅有两个不同的输出状态，零电平或电源电压，具有满电源摆幅特性的比较器输出级为射极跟随器，这使得其输出信号与电源摆幅之间仅有极小的压差。该压差取决于比较器内部晶体管饱和状态下的集电极与发射极之间的电压。CMOS满摆幅比较器的输出电压取决于饱和状态下的MOSFFET，与双极型晶体管结构相比，在轻载情况下电压更接近于电源电压。
输出延迟时间是选择比较器的关键参数，延迟时间包括信号通过元器件产生的传输延时和信号的上升时间与下降时间，对于高速比较器，如MAX961，其延迟时间的典型值达到4.5ns，上升时间为2.3ns (注意：传输延时的测量包含了上升时间)。设计时需注意不同因素对延迟时间的
图2 外部因素对传输延时的影响
有些应用需要权衡比较器的速度与功耗，Maxim公司针对这一问题提供了多种芯片类型供选择，其中包括从耗电800nA、延迟时间为30µs的MAX919到耗电6µA、延迟时间为540ns的MAX9075；耗电600µA、延迟时间为20ns的MAX998到耗电11mA、延迟时间为4.5ns的MAX961；最近推出的MAX9010 (SC70封装)，其延迟时间低至5ns电源电流只有900μA，为产品设计提供了更多的选择。
实际比较器
比较器通常用于比较一路输入电压和一路固定的电压基准，为满足这种应用需求，Maxim将基准源与比较器集成在同一芯片内，这样不仅节省空间而且比外部基准耗电少，如，MAX918在全温范围内的最大消耗电流只有1.6µA (包括内部其准源)。考虑环境温度的变化和基准源的类型，集成基准源的精度一般在1%至4%。对于精度要求较高的应用，可以考虑选用MAX9040系列产品，其内置基准源的初始精度可以达到0.4%、最大温度漂移为30ppm/°C。
双比较器MAX923与MAX933和漏极开路输出的MAX973、MAX983非常适和窗比较器应用，内部基准可以连接到这些比较器的同相输入端或反相输入端，利用三个外部电阻即可设置过压、欠压门限(图1所示)。另外，这些芯片还含有滞回输入引脚，该引脚外接两个分压电阻设置滞回电压门限。为便于使用，有些比较器(列如MAX912/MAX913)还提供互补输出，即对应于输入的变化，两路变化方向相反的输出。
典型应用
图2为一电平转换器，可完成3V逻辑至5V逻辑的变换。如图3所示，漏极开路输出比较器，如MAX986，提供了一个极为简捷的实现方案，同样，如果比较器供电电压允许(如MAX972)，也可实现±5V双极性逻辑至+3V单极性逻辑的电平转换。具体应用时应注意输入信号不要超出电源电压的摆幅，流入输出端的电流由大阻值的上拉电阻限制(参考IC的绝对最大额定参数)。
图3 3V至5V电平转换器
图4电路解决了另一常见问题，该电路可将双极性输入(这里为正弦波)转换为单极性的方波输出，外加偏置电压为：
图4 单极性比较器处理双极性信号
两个阻值相同的电阻
比较器输出
由于比较器仅有两个不同的输出状态，零电平或电源电压，具有满电源摆幅特性的比较器输出级为射极跟随器，这使得其输出信号与电源摆幅之间仅有极小的压差。该压差取决于比较器内部晶体管饱和状态下的集电极与发射极之间的电压。CMOS满摆幅比较器的输出电压取决于饱和状态下的MOSFFET，与双极型晶体管结构相比，在轻载情况下电压更接近于电源电压。
输出延迟时间是选择比较器的关键参数，延迟时间包括信号通过元器件产生的传输延时和信号的上升时间与下降时间，对于高速比较器，如MAX961，其延迟时间的典型值达到4.5ns，上升时间为2.3ns (注意：传输延时的测量包含了上升时间)。设计时需注意不同因素对延迟时间的
图2 外部因素对传输延时的影响
有些应用需要权衡比较器的速度与功耗，Maxim公司针对这一问题提供了多种芯片类型供选择，其中包括从耗电800nA、延迟时间为30µs的MAX919到耗电6µA、延迟时间为540ns的MAX9075；耗电600µA、延迟时间为20ns的MAX998到耗电11mA、延迟时间为4.5ns的MAX961；最近推出的MAX9010 (SC70封装)，其延迟时间低至5ns电源电流只有900μA，为产品设计提供了更多的选择。
实际比较器
比较器通常用于比较一路输入电压和一路固定的电压基准，为满足这种应用需求，Maxim将基准源与比较器集成在同一芯片内，这样不仅节省空间而且比外部基准耗电少，如，MAX918在全温范围内的最大消耗电流只有1.6µA (包括内部其准源)。考虑环境温度的变化和基准源的类型，集成基准源的精度一般在1%至4%。对于精度要求较高的应用，可以考虑选用MAX9040系列产品，其内置基准源的初始精度可以达到0.4%、最大温度漂移为30ppm/°C。
双比较器MAX923与MAX933和漏极开路输出的MAX973、MAX983非常适和窗比较器应用，内部基准可以连接到这些比较器的同相输入端或反相输入端，利用三个外部电阻即可设置过压、欠压门限(图1所示)。另外，这些芯片还含有滞回输入引脚，该引脚外接两个分压电阻设置滞回电压门限。为便于使用，有些比较器(列如MAX912/MAX913)还提供互补输出，即对应于输入的变化，两路变化方向相反的输出。
典型应用
图2为一电平转换器，可完成3V逻辑至5V逻辑的变换。如图3所示，漏极开路输出比较器，如MAX986，提供了一个极为简捷的实现方案，同样，如果比较器供电电压允许(如MAX972)，也可实现±5V双极性逻辑至+3V单极性逻辑的电平转换。具体应用时应注意输入信号不要超出电源电压的摆幅，流入输出端的电流由大阻值的上拉电阻限制(参考IC的绝对最大额定参数)。
图3 3V至5V电平转换器
图4电路解决了另一常见问题，该电路可将双极性输入(这里为正弦波)转换为单极性的方波输出，外加偏置电压为：
图4 单极性比较器处理双极性信号
两个阻值相同的电阻R4,R5将比较器切换检测门限设置在电源电压的一半。
图5所示是利用四个比较器构成一个电流检测电路，可用于指示输入电流的四个范围，电阻"Shunt"用于将输入电流转换为电压信号，R1-R2用于设置运算放大器的增益，并为比较器提供所需要的基准电压。R4-R7用来设置不同数字输出状态所对应的检测门限。
图5 测量电流的四个范围
-
提升毫米波信号测试精度 直播时间： 12月18日 14:00 -
EE Talk主题专访系列直播-对话：释放 Wi-Fi 7 在高带宽应用中的技术潜力 直播时间： 12月19日 10:00
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