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继485之后，川土微电子接口系列产品再添重磅成员！ CA-IF1051具有CAN FD和故障保护功能的CAN收发器来了！ 01产品概述 这款CAN收发器专为高速CAN应用而设计，所有器件均支持经典 CAN 和 5Mbps CAN FD，在有负载 CAN 网络中能够实现更快的数据速率。该器件具有静音模式，共模输入电压可达±30 V，其中“H”后缀型号总线故障保护达±70V，非“H”后缀型号总线故障保护为±58V。该器件包含许多保护功能，以提高器件和 CAN 的稳定性。目前提供SOIC8的封装尺寸。 CA-IF1051 CAN收发器选型表 02逻辑侧应用特性 CA-IF1051的TXD管脚在接收CAN控制器的TTL电平时，大于2V的电平会识别为高电平，小于0.8V的电平会识别为低电平；RXD管脚的输出高电平为大于4V，低电平为小于0.4V，符合CAN控制器电平标准。 03总线侧差分输出电压 由于总线上电流与电阻的存在，长线传输后的差分电平会衰减，差分输出电平肯定越大越好，压差越大对接收端来说就越容易识别；但是差分电平过大的话，会造成流过匹配电阻的电流过大，造成不必要的功耗消耗，单个设备的电磁干扰也会加强。 所以综合来讲，合适的总线差分输出电压可以兼容功耗与传输距离,输出电压过大，会导致功耗上升，但是传输距离可以更远，输出电压小，功耗减小，单个设备电磁干扰也减弱，但是会导致传输距离也变短。CA-IF1051S差分输出电压满足ISO11898-2标准。 04显性超时保护 显性超时保护功能主要是为了防止CAN总线网络由于硬件或软件故障使得TXD长期处于“0”电平状态。TXD保持“0”电平意味着CAN网络为显性电平，整个网络的所有节点都不能收发数据，CA-IF1051S通过收发器的硬件计时避免总线出现这种情况。 05高共模电压输入范围 众所周知，如果CAN收发器芯片的总线输入电压共模范围不够，就会对通信产生影响，川土微电子CA-IF1051S把共模电压输入范围做到了±30V，让它能够适用于更加恶劣的工业环境。 06时序特性 在实际CAN通讯中，会出现连续5bit时钟未同步，累积的误差达到最大，针对这种情况， 整个系统就期待CAN收发器能够将误差控制到足够小，以保证传输信号的完整性。模拟这个条件的测试波形如下图所示，川土微电子CA-IF1051S的测试数据是符合规格的，保证在这种情况下，接收端的信号波形不会因较大形变造成采样出现错误。 07典型应用 下图是步进电机控制器应用框图，利用STM32单片机的CAN控制器进行CAN总线通信。 单片机STM32F103C8T6自带USB接口可以和上位机进行通信，带有两个SPI接口，其中一个SPI接口用于读取传感器的数据，另一个SPI接口选接OLED; 单片机通过IO口去控制电机驱动芯片；然后再通过SPI接口，读回传感器的数据；单片机还自带一个CAN协议接口，此接口可以输出TTL电平，通过CA-IF1051S收发器芯片，连接到CAN总线上面，与其他CAN节点进行通信；如果是比较恶劣的工业环境可以选用隔离器对信号进行隔离，可考虑川土微电子CA-IS36XX带隔离电源的数字隔离器系列。 08未来规划 川土微电子CAN收发器主要包含 工业级与车规级 两大方向，产品线包含CAN接口和隔离CAN接口。预计2021年四季度，川土微电子 车规级CAN-FD收发器 1051V-Q1、1042V-Q1将与大家见面 ，敬请期待！

终于等到你！ 具有高稳定性、高精度、宽范围的隔离运放，正式发布！ 该产品可广泛应用于隔离开关电源的控制环路的多种拓扑结构。 01产品概述 CA-IS310X是高稳定度的隔离运算放大器，被广泛应用于电源系统。该系列芯片在二次侧继承了高性能高带宽的运算放大器，用来回馈和放大误差信号。被放大的误差信号被传送至一次侧通过缓冲输出。和光耦方式相比，CA-IS310X具有更快速的响应速度，更高的稳定度以及更长的寿命。 CA-IS310X还具传递函数稳定的特征，即不随时间和温度变化，这是传统光耦无法达到的性能。 川土微电子CA-IS310X 隔离运放选型表 所有数据仅供初步选型时参考，正式选型请以产品手册为准。 02高稳定性 该器件在–40°C 至 125°C范围内,REFOUT电压不到1mV变化，实测<0.04%；COMP至EAOUT增益变化微小，实测1.5%；EAOUT至EAOUT2增益变化微小，实测小于0.5%。 03高精度 REFOUT电压： 1）常温下初始误差不超过0.5%。 2）–40°C 至 125°C误差不超过1%。 3）REFOUT2连接内部运算放大器正相输入端，提供精准的参考电压。 04宽范围 1）宽工作温度范围，–40°C 至 125°C，适合工业应用。 2）宽工作电压范围，VDD1和VDD2输入电压3V~20V。 3）整体带宽400kHz，适合大部分隔离开关电源应用。

对比实验 1. 初级 V CC 对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的 PCB 拼接电容各为约 500pF (参考图 2 和图 10)。 分立器件只有 10μF 储能电容， 无去耦电容， 辐射测试结果如下图 16; 2. 初级 V CC 对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的 PCB 拼接电容各为约 400pF+400pF (参考图 2 和图 10)。分立器件只有 10μF 储能电容， 无去耦电容， 辐射测试结果如下图 17; 3. 初级 VCC对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的 PCB 拼接电容各为约 400pF+400pF。 分立器件除了 10μF储能电容外， 加入 10nF+470pF 去耦电容， 参考图18， 辐射测试结果如下图 19; 4. 初级 VCC对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的 PCB 拼接电容各为约 400pF+400pF。 分立器件除了 10μF储能电容外， 加入型号为 FBG1005-601Y 的磁珠，参考图 20， 辐射测试结果如下图 21。 实验表明： 1． 初级地 GNDA 和次级地 GNDB 的 PCB 拼接电容对30MHz-1GH 整体频段内的辐射有大幅度的改善， 约降低 20dBμ V/m; 2． 初级 VCC对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的 PCB 拼接电容 30MHz-1GH 整体频段的辐射有大幅度的改善， 约降低 10dBμ V/m; 3． 初级 VCC对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的分立器件去耦电容 10nF 和 470pF 对 150MHz 处的辐射约降低 20 dBμ V/m，对其他频段也有不同幅度的改善； 4． 型号为 FBG1005-601Y 的磁珠对 70MHz 处的辐射约降低 3dBμ V/m。 示例 综上所述，下面是CA-IS3092W的4层PCB的布线实例。PCB长和宽都为99mm，厚度为1.0mm。第一层信号层和第二层信号层之间的绝缘层厚度为0.2mm，第二层和第三层之间的绝缘层厚度为0.465mm，第三层和第四层信号层之间的厚度为0.2mm。初级地GNDA和次级地GNDB的拼接电容约为180pF；VCC对GNDA以及VISO对GNDB的拼接电容约为400pF+400pF；做了相应的边缘防护。PCB的各个层布线如下所示。FBL1和FBL2选取型号为FBG1005-601Y的磁珠，C2和C5分别选取10μF，C3、C6和C4、C7分别选取10nF和470pF，测试结果如图21所示，满足EN55032的classA类辐射标准，比其限值低了10.4dBμV/m。 总结 以上提出了抑制辐射干扰的方法，总结如下： 1.初级地 GNDA 和次级地 GNDB 之间的 PCB 拼接电容对抑制辐射的作用比较大， 其拼接电容的好坏将直接决定整体辐射水平的高低； 2. 初级 VCC 对 GNDA 以及次级 VISO 对 GNDB 的 PCB 拼接电容对抑制辐射的作用也很大， 分立器件的供电电容和耦合电容的摆放位置、选型及 PCB 布线对辐射的影响相对比较关键； 3.边缘防护的设计以及磁珠的合理选用可进一步降低辐射干扰。

构建边缘防护 电源层和地层之间 的电场是变化的，在 PCB 板的会向外辐射电磁干扰，称为边缘效应。将电源层内缩，使得电场只在接地层的范围内传导， 以减少向外辐射。若电源平面的边缘到地平面的边缘内缩两个平面层间距的 20 倍以上， 可以有效降低向外辐射，即 20H 法则。如图 11 所示。 在 PCB 四周加上一些接地的过孔，形成接地过孔防护盾，将噪声返回到地层， 减少对外的辐射。如图12 所示。 过孔屏蔽墙的设计如下，效果更佳： 有一排以上的过孔； 若有两排以上， 两排过孔尽量相互错开； 同一排的过孔间距不小于电磁波波长 λ 的二十分之一。 实际布线时， 过孔间距可以取 3mm 左右，足以对屏蔽 1GHz 以下的电磁干扰。 宽频磁珠的使用 磁珠有高频磁珠、宽频磁珠等不同的类型，高频磁珠，相应速度快，频段较窄，适用于特定频段的噪声抑制。而宽频磁珠具有在比较宽的频段上保持相对较高的阻抗。由于芯片频率工作在约 70MHz，在基频及其多倍频处辐射干扰比较明显。 磁珠的主要原材料为铁氧体， 宽频磁珠具有低频阻抗很低， 在很宽的高频频段内保持较高的阻抗。 RF 能量是叠加在直流传输电平上的交流成分， 直流成分是需要 的有用信号，而射频 RF 能量却是无用的电磁感染沿着线路和空间传输，形成 CE 传导和 RE 辐射干扰。贴片磁珠扮演着高频电阻的角色，允许直流信号通过，而滤除相应频段的交流信号。铁氧体磁珠在高频下的高电阻特性决定了其是一个消耗能量装置，高频噪声能量在磁珠上转化为热能。 下面是型号为 FBG2912-601Y 的宽频磁珠，其阻抗-频率特性如下图所示。 在较高的频段，如大于 100MHz， 磁珠的阻抗主要由电阻成分构成，随着频率的升高，磁珠磁芯的磁导率降低，导致电感量减少，感抗成分减小，但是此时磁芯的损耗增加，电阻成分增加。当高频信号通过铁氧体时，电磁干扰被吸收并转化为热能的形式消耗掉，对降低 RE 辐射有帮助。 在相对较低的频段，如小于 10MHz， 磁珠的阻抗主要有感抗构成，低频时电阻成分很小。 磁芯的磁导率较高， 电感量相对电阻较大，电感起主要作用。 这时磁芯的损耗较小，磁珠相当于一个低损耗、高品质因数特性的电感。 选择磁珠时，应考虑在需要的频段相对阻抗较大的阻抗。如 FBG2912-601Y 型号的磁珠，在 30MHz 到1GHz 的频段内都有着较高的阻抗。 此外，铁氧体磁珠的摆放位置应尽可能靠近干扰源的地方，如下图所示。 应用时，如果一个磁珠的衰减量不够时，可以使用多个相同磁珠串联使用， 也可以使用不同型号的磁珠串联使用，这样可以覆盖更宽的频率范围。

CA-IS3092W是集成隔离电源的隔离式RS-485/RS-422收发器，隔离电源的输出VISO有5V和3.3V两种选项，通过SEL管脚选择，可提供最大负载100mA。芯片内置微变压器，由于变压器尺寸和功率的限制，通过微型变压器的开关频率相对较高，到约70MHz。短时间内大电流的切换会产生电磁辐射，引起较大的di/dt及di/dt噪声。器件工作所产生的噪声落在30MHz至1GHz范围内，产生辐射干扰问题。 通过合适的PCB布局和其他方法的设计，此产品可以满足在非屏蔽应用环境下的EN55032的classA类辐射标准。下面介绍几种抑制辐射的方法。 本文仅仅从电路上总结抑制辐射干扰的办法，在芯片应用中，整体方案可以加法拉第屏蔽罩，大幅度降低辐射干扰。 GNDA 和 GNDB 拼接电容 芯片内部开关器件是其中一个噪声源，芯片内置的微型变压器是另外一个噪声源。理想的变压器，仅仅流过变压器原边线圈中的电流耦合到副边。但是，微型变压器的漏感及初级的层间电容、原副边之间的耦合电容等寄生参数则为寄生电流提供了耦合到副边的通道。如果有一条通路，为这些寄生电流提供返回原边的路径，那么将不会产生很大的辐射。如果没有这种路径，这些寄生电流成为在次级侧输出 VISO 和 GNDB 上的共模电流，这些共模电流会形成偶极天线，产生较强的辐射干扰。 CA-3092W 芯片内部已经做了相应的优化措施， 尽可能地降低辐射干扰。在芯片应用时，如果在原边地和副边地之间加入 Y 电容， 这些次级侧的共模电流被 Y 电容旁路，返回初级。 Y 电容为共模电流提供一个低阻抗返回路径， 大大降低辐射干扰。 Y 电容越大，相对效果越好。 隔离栅上的拼接电容为共模电流提供必要的低阻抗返回路径，同时系统仍能保持所需的高压隔离，如图1 所示。 分立器件的 Y 电容耐压存在分布电感， 导致高频特性效果稍差。 使用 PCB 拼接电容更为可靠的一种方式。 当 PCB 的两信号层大面积覆铜交叠时，就会形成一个电容。 这种拼接电容，分布电感极低，高频特性比较好，可以覆盖较宽的频率。 拼接电容量计算如下：C=εr*ε0*S*/d 。 其中： εr 为 PCB 两层信号层的相对介电常数， 对于常用的 FR4 材料，其值约为 4.5； ε0为自由空间的介电常数 8.854*10-12F/m； S 为两层信号层的交叠面积； d 为两信号层的相对间距。 拼接电容的大小与铜箔厚度关系不大，使用常规1OZ 厚度的铜箔即可。 如当 d 为 0.000456m， S 约为0.0022m2， 计算拼接电容为C=4.5*8.544*0.0022/0.000465pF=181.9pF。 初级地平面层和次级地平面层交叠，形式拼接电容。 由于爬电距离和电气距离的要求，此拼接电容的距离应不低于 0.4mm。 对于 4 层 PCB，一般应置于中间两层。如图 2 所示。 拼接电容除了上述交叠的方式， 也可以采用浮动式的拼接方式来实现。 如图 3 所示。总的拼接电容相当于 C1 和 C2 的串联效果。 实验表明， 拼接电容提供了共模电电流返回初级侧的路径，减少对外辐射， 对于改善 RE 辐射起到较大的作用。