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返驰式转换器之等效集总电容分析 摘要 返驰式转换器运行在不连续导通模式(discontinuous conduction mode；DCM)时，量测功率开关汲-源极两端电压的低频振铃（ringing）之频率，可推算出系统的等效集总电容。然而，此作法并无法确切掌握等效集总电容之组成元素，故难以改善等效集总电容，特别是如主动箝位返驰式转换器（active clamp flyback converter）及准谐振返驰式转换器（quasi-resonant flyback converter）等应用中，为减少开关功耗（switching loss）以提升效率，常需较精准的电容值以实现软开关（soft switching）或波谷切换（valley switching）。因此，本文藉由分析变压器与半导体组件的寄生电容特性，并透过实际量测组件特性，用以分析返驰式转换器的等效集总电容，最后利用SIMPLIS 电路仿真软件仿真、并与实测平台量测之结果相互验证，掌握系统等效集总电容的组成，有助于达成高效率返驰式转换器之设计。 前言 返驰式转换器的等效集总电容是为功率开关汲极对初级侧交流地的等效电容。图1为返驰式转换器之电路示意图，其中CB为输入端之大电容，Co为输出电容，Q为功率开关，Do为输出二极管，T为变压器，n为匝数比，Lm为激磁电感（magnetizing inductance），Lk为漏电感（leakage inductance）。在功率开关断开时，功率开关的电压会因系统的等效集总电容分别与变压器的激磁电感和漏电感引起低频与高频振铃（ringing），如图2。欲获得系统的等效集总电容，一般量测功率开关的汲-源极两端电压的低频振铃之频率，藉此推算系统的等效集总电容，但此方法并无法得知系统的等效集总电容之组成，虽然许多文献均表示等效集总电容约略为功率开关的输出电容，但实际上磁性组件（如：变压器）与半导体组件中仍存在许多不能忽略的寄生电容。 图1 返驰式转换器的电路示意图 图2 返驰式转换器操作在不连续导通模式的电压与电流波形 图3所示为图1之返驰式转换器加上所有主要组件的寄生电容，其中Cp为变压器初级侧的分布电容，Cs为变压器次级侧的分布电容，Cps为变压器初级侧至次级侧的级间（interwinding）电容，Cds 为功率开关的汲-源极电容，Cj_Do为输出二极管的接面电容。 图3 返驰式转换器与寄生电容的示意图 然而，系统的等效集总电容在某些电路架构中则是扮演了重要的角色，如准谐振返驰式转换器，其转换器的特点为转换器将运作于不连续导通模式（DCM），当功率开关与输出二极管均为断开时，其功率开关的汲-源极两端电压将振铃电压之低点（亦称为波谷电压）时，将功率开关导通，即所谓的「波谷切换」，如图2所示。此低频振铃为变压器之激磁电感与系统的等效集总电容所引起，所以了解系统的等效集总电容，即可精准的达成波谷切换，进而降低开关转换器的开关功耗。另于具软开关的主动箝位返驰式转换器，其特点是将存于变压器的漏电感能量进行回收，同时功率开关可达成零电压切换（zero voltage switching；ZVS）。但当系统的等效集总电容较大时，需要足够的漏电感才能使功率开关达成零电压切换，不但提升变压器的设计难度，可能甚至需额外增加电感器。综上所述，若能确切掌握系统的等效集总电容之组成，有助于提升转换器效能的设计。 为了让设计者在设计时间就可准确掌握系统的等效集总电容，本文将介绍变压器模型与其阻抗特性、量测变压器模之阻抗及半导体组件的寄生电容、实际分析并推导返驰式转换器的等效集总电容，最后实测样机将选用立锜PWM控制IC RT7736返驰式转换器作为范例说明，以电路仿真与实测结果验证理论的推导。 变压器模型与其阻抗特性 返驰式转换器中所用的变压器并非理想的变压器，如前所述，在快速切换时，其变压器的漏电感会与系统的等效集总电容产生高频振铃及高压突尖。如图3所示，变压器的分布电容其实也是系统的等效集总电容之构成元素之一；若能充分掌握变压器的特性，特别是阻抗特性曲线，就更能掌握系统的性能。本文所分析的变压器特性是采用Bruno Cogitore所提出的双绕组变压器（two-winding transformer）的一等效模型，如图4所示，详情可参考文献［1］。图5则为典型双绕组变压器之阻抗特性曲线的渐近示意图，图中红色实线为次级侧开路时的初级侧阻抗（ZOC）曲线，蓝色实线为次级侧短路时的初级侧阻抗（ZSC）曲线。 图4 双绕组变压器之一等效模型示意图 图5 典型的双绕组变压器阻抗特性曲线之渐近示意图 由图5的阻抗特性曲线可得图4中变压器的相关参数，相关的关系式如下： （1） （2） （3） （4） （5） 其中，Lm和LK虽未出现在图4之电路模型中，其与模型组件之关系可见式（6）至（7）。Lm为变压器初级侧的开路电感，也就是变压器之激磁电感（magnetizing inductance）；Lk为变压器初级侧的短路电感，也就是变压器之漏电感（leakage inductance；Lk）。参考图5，由红色的阻抗特性曲线之第一上升斜率与f1，f2，f4，f5，可得变压器之开路电感Lm、初级侧的绕线电阻r1、及分布电容C1+C2；而由蓝色的阻抗特性曲线中之第一上升斜率与f3，可得变压器次级侧映射至初级侧的绕线电阻r2之和r1+r2、短路电感LK及分布电容C1+C3。图4的三个分布电容C1、C2及C3之值可由式（2）至（4）计算出来，因属曲线拟合（curve fitting）之等效电路模型，计算出之个别电容值有可能为负值。 （6） （7） 藉由量测变压器初级侧开路时的次级侧阻抗（Z'OC）曲线，可得次级侧之激磁电感，故变压器之匝数比可表示如下： （8） 其中，Lm为变压器初级侧之激磁电感，L’m为变压器次级侧之激磁电感。 在图4中，RP代表铁芯损失，r1代表一次测的绕线电阻，r2代表二次测映射至初级侧的绕线电阻。若满足等式（9）的条件，则RP、（r1＋r2）及r1和r2可被忽略；因变压器中的分布电容C3在较高频才有影响，在本文的分析中亦先忽略不计，所以变压器的分布电容CD_T可表示如式（10）。变压器的模型因此可简化如图6所示之电路图。下一章「返驰式转换器的等效集总电容分析」将采用此简化之变压器模型。 RP » ωLm （9a） r1 + r2 » ωLk （9b） CD_T = C1 + C2 （10） 图6变压器之简化双端口模型示意图 返驰式转换器的等效集总电容分析 如上所述，为了降低功率开关和输出二极管所受的电压应力（voltage stress）及防止高电压突尖损坏半导体组件，通常会分别在初级侧和次级侧加上一电压箝位电路（voltage clamp circuit）及一缓振电路，如图7所示。因此，为能完整考虑到所有寄生组件，本文在分析返驰式转换器的等效集总电容时，也将此二实际应用电路并入分析。图7中的组件符号分别定义DVC为电压箝位电路的二极管，Cj_Dvc为电压箝位电路的二极管接面电容，CVC为电压箝位电路的电容，CSN为缓振电路的电容，RCB为输入电容的等效串联电阻（ESR），RCo为输出电容的等效串联电阻，RVC1以及RVC2为电压箝位电路的电阻，RSN为缓振电路的电阻。 图7 含初级侧电压箝位电路与次级侧缓振电路的返驰式转换器电路图 以下将分别探讨初级侧与次级侧的等效集总电容： ˙ 简化次级侧的缓振电路 图8为返驰式转换器的次级侧电路图，含缓振电路及寄生组件，其中，CSN为缓振电路的电容，RSN为缓振电路的电阻。 图8 返驰式转换器的次级侧含寄生组件之电路图 Cpri_eq代表转换器次级侧之合并电容Csec_eq映射至初级侧之电容，其关系式为 （11） 其中， ， （12） Xsec_eq为Csec_eq之电容抗，如式（13）， （13）Zsec_eq代表次级侧之阻抗，其虚数部分即为次级侧合并之电容抗Xsec_eq，且XSN为CSN之电容抗、Xj_Do为Cj_Do之电容抗、Xo为Co之电容抗及ZSN为缓振电路之阻抗，由电路可得以下之关系式： （14） （15） （16） （17） （18） 上述式中之频率fr为系统操作在非连续导通模式（discontinuous conduction mode；DCM）时，在功率开关上之电压因变压器之激磁电感与系统的等效集总电容所引发之振铃的频率，如图2所示，此频率fr一般约为数百kHz。本文之分析中会实际量测此频率，所以相关阻抗之化简，均以此频率时之电容抗值作比较。若缓振电路中所用的电容值CSN较小时，在频率fr下，电容抗XSN远大于电阻RSN，所以RSN电阻可被忽略，则缓振电路的阻抗ZSN仅有电容抗XSN。同理类推，所使用的输出电容值CO通常远大于输出二极管的接面电容（Cj_Do）与缓振电路电容（CSN）相加之和，因此输出电容也可被忽略。综合上述，可得次级侧之合并电容Csec_eq，并可将式（11）简化为 （19） ˙ 简化初级侧的电压箝位电路 图9 返驰式转换器的初级侧含寄生组件之电压箝位电路图 初级侧的电压箝位电路主要由电阻、电容以及二极管所组成，如图9所示。从图中可推导出其等效电容为 （20） 其中， （21） （22） （23） 图9的电容CVC与RVC1为并联形式，若采用较大电容CVC时，则电容抗-jXVC会较小，并远小于电阻值RVC1，则电阻可忽略不计，式（21）可因此化简为 （24） 再者，电压箝位电路的二极管反向电压与输入电压呈正比，且二极管的反向电压与其接面电容呈反比，所以在全范围（universal input, 90Vac~265Vac）的输入电压情形下，根据厂商所提供规格书的接面电容特性曲线图，其接面电容约为数皮法拉（pF, 1p=10-12），若二极管的接面电容的容抗值-jXj_Dvc远大于电压箝位电路的电阻RVC2，则RVC2也可忽略，因此可将等式（24）改写为 （25） 最后，电压箝位电路的电容与二极管的接面电容形成串联，根据上述的假设条件下，若二极管的接面电容抗远大于电压箝位电路的电容抗，也就是二极管的接面电容值远小于电压箝位电路的电容值CVC，则电压箝位电路的电容也可被省略，因此电压箝位电路的等效集总电容主要由二极管的接面电容主宰。 （26） ˙ 返驰式转换器的等效集总电容 图10 返驰式转换器的等效集总电容电路图 经由上述的分析过程后，可将返驰式转换器的等效集总电容整理成图10所示。在实务应用上，为避免输入电容上的电压涟波过低，致使半导体组件的电流应力较大，一般会使用较大的输入电容，造成输入电容的阻抗（ZCB）远小于变压器分布电容的阻抗（ZD_T）、电压箝位电路的阻抗（ZVC_eq）、及变压器次级侧电路映像至初级侧的阻抗（Zpri_eq）之等效并联阻抗，故可忽略输入电容的影响，所以系统的等效集总电容等式可简化为 （27） 综合上述，可得前述之振铃频率如下式： （28） 故本文将在电路仿真与实例上，量测因变压器之激磁电感与系统的等效集总电容所引发之振铃的频率fr，用以推算系统的等效集总电容。 组件特性之量测 经由上述的分析，已对系统的等效集总电容有充分的了解。半导体组件的电容特性虽然有厂商提供的规格书可参考，然而规格书中常未能提供交流电源全范围输入电压条件下的数据。本章将介绍如何量测变压器及半导体组件的特性，并从实例中作说明。图11为RT7736返驰式转换器的电路图，其转换器的基本规格以及组件参数如下： 图11 RT7736返驰式转换器电路图 输入电压VIN：90Vac-265Vac； 输出电压VO：12V； 负载电流IO：2A； 变压器T：EFD-25； 激磁电感Lm：1.2mH； 匝数比n：6.3 （63：10) 输入电容CB：47μF/400V，等效串联电阻RCB：0.68Ω 输出电容CO：1.36mF/25V，等效串联电阻RCo：20mΩ 功率开关Q：NPF04N60L，600V/4A； 输出二极管DO：SB10100FCT，100V/10A； 电压箝位电路的二极管DVC：FR107，700V/1A； 电压箝位电路的电容CVC：2.2nF/1000V； 电压箝位电路的电阻RVC1、RVC2：200kΩ、200kΩ； 缓振电路的电容CSN：560pF/100V； 缓振电路的电阻RSN：33Ω。 I. 变压器的阻抗特性测量 磁性组件的特性虽困扰着电源工程师，如铁芯材质的差异，造成磁饱和、铁芯损失以及绕线的电阻特性（如集肤效应与邻近效应）等，但理论上这些组件信息可由阻抗对频率的特性曲线上获得。然而，大多数的磁性组件制造商却没有提供这样的信息，因此本节将介绍如何量测变压器阻抗对频率的特性以及从阻抗曲线中设法取得模型的电路组件参数。最常见变压器的阻抗特性是在次级侧分别为开路和短路的条件下测量初级侧的阻抗，其量测方式如图12所示 。 本文中是使用Wayne Kerr Electronics 6500B精密阻抗分析仪（Precision Impedance Analyzer）量测所选用的EFD-25变压器之阻抗特性，图13即为所量测到的变压器阻抗曲线。变压器的模型是复杂的，因为模型中所有电阻和电感是非线性的，绕线电阻随频率增加而增加，铁芯损失则是与频率、温度和激磁电流有关系。 （a） （b） 图12 变压器的阻抗特性量测示意图 （a）次级侧开路，（b）次级侧短路 图13 EFD-25变压器的阻抗特性曲线图 在实务应用上，因系统效率、变压器温升以及EMI的问题，使变压器的绕线结构呈多元化，而其特性亦会随之改变，但此变化不在本文讨论范围内。如前所述，从图13的变压器特性曲线中可得知变压器的激磁电感值、漏电感值、铁损电阻、初级侧与次级侧的绕线电阻以及各个谐振频率点，将所得之变压器特性参数列于表1。将此变压器特性参数，代入式（2）至（4），即可计算出变压器的分布电容值，亦如表1所示。 本文为了方便计算与分析，藉由SIMPLIS电路仿真软件来比较与量测结果的差异，图14为变压器的SIMPLIS仿真电路图，图15为变压器阻抗的模拟与量测比较图，图中的红色实线为量测的结果，蓝色虚线为SIMPLIS电路仿真的结果。从图中可看出在低频段范围有较好的吻合度，但在高频段部分因模型的阶次较低，误差较大，然而在实务应用上，高频段的部分影响不大。 表1 EFD-25变压器的特性参数 初级侧激磁电感Lm（H） 1.2m 频率f2（Hz） 686k 次级侧激磁电感L’m（H） 32.2μ 频率f3（Hz） 9.6M 漏电感Lk（H） 13.2μ 频率f4（Hz） 17.6M 铁损电阻Rp（Ω） 104k 频率f5（Hz） 27M 初级侧绕线阻抗r1（Ω） 269m 变压器的分布电容C1（F） 29.5p 次级侧绕线阻抗r2（Ω） 769m 变压器的分布电容C2（F） 14.8p 变压器的分布电容C3（F） -8.6p 图14 变压器的SIMPLIS仿真电路图 （a） （b） 图15 EFD-25变压器阻抗特性的模拟与量测比较图（a）次级侧开路，（b）次级侧短路 II. 量测功率开关与二极管的电容特性 功率开关及二极管的寄生电容特性曲线可从规格书或由LCR电表测量获得。图16（a）为典型功率开关的寄生电容电路图，主要由为闸-汲极电容（gate-drain capacitance；Cgd）、闸-源极电容（gate-source capacitance；Cgs）、汲-源极电容（drain-source capacitance；Cds）所组成；图16（b）为典型二极管的寄生电容电路图，主要有一接面电容（junction capacitance；Cj）。而一般在功率开关的规格书中主要描述输入电容（input capacitance；Ciss）、输出电容（output capacitance；Coss）以及反向转移电容（reverse transfer capacitance；Crss），其组成电容如下列关系式： （29） （30） （31） 如式（27）所示，与系统的等效集总电容有关的是功率开关的输出电容及二极管的接面电容。然而，规格书常仅提供数十伏特的输出电容特性曲线，所以无法满足全范围的输入电压。 图16 （a）功率开关及（b）二极管的寄生电容电路图 本文使用Keysight Technologies E4980A 精密型LCR表（Precision LCR Meter）。而因一般LCR表内建的最大直流电压限制为40V，也需额外的高压直流电源供应器进行量测，因此另搭配Keithley 2410 SourceMeter。其量测示意图可参考图17与18所示及参考文献 。 （a） （b） （c） 图17 功率开关的寄生电容特性量测示意图 （a）Crss，（b）Coss，（c）Ciss 图18 二极管的接面电容量测示意图 选用的功率开关为NPF04N60L，输出二极管为SB10100FCT，电压箝位电路的二极管为RF107，其电容特性曲线如图19所示，从图中可看出电容值均和电压有关，电压愈高，寄生电容愈小，且当功率开关的汲-源极电压越高时，则输出电容越小，且将使输出电容(Coss)几乎为汲-源极电容(Cds)，所以在全范围的输入电压时，亦可用汲-源极电容进行探讨。 （a） （b） 图19 寄生电容的特性曲线图 （a）功率开关，（b）二极管 范例 I. 理论计算 本文是以立锜科技PWM控制IC RT7736的返驰式转换器为实测平台，其电路图与参数如图11及表2所示，且工作条件分别为输入电压90Vac及230Vac，输出电压均为12V，输出电流100mA，并使转换器操作在不连续导通模式。先探讨输入电压为90Vac： (a) 功率开关的汲-源极电容（Cds）、输出二极管的接面电容（Cj_Do）以及电压箝位电路的二极管（Cj_Dvc）以及相关参数可由图11及19而得知，并将其数值及外加电路组件之参数列于表2。 表2 RT7736返驰式转换器的组件参数 功率开关的汲-源极电容Cds 28pF@127Vin 18pF@325Vin 缓振电路电阻RSN 33Ω 输出二极管的接面电容Cj_Do 115pF@127Vin 80pF@325Vin 缓振电路电容CSN 583pF 输入电容CB 47μF 电压箝位电路电阻RVC1 100kΩ 输入电容ESR RCB 0.68Ω 电压箝位电路电阻RVC2 20Ω 输出电容Co 1.36mF 电压箝位电路二极管的接面电容Cj_Dvc 3.7pF 输出电容ESR RCo 20mΩ 电压箝位电路电容CVC 2.2nF (b) 变压器的分布电容可由图13的变压器阻抗特性曲线得知谐振频率点，用等式（2）至（4）计算分布电容（C1、C2及C3），最后可由等式（10）计算出。 （32） (c) 计算次级侧缓振电路的等效集总电容前，需设定fr频率以估算缓振电路的阻抗，根据实务经验fr约为500kHz，则由等式（11）、（13）与（14）可计算出等效集总电容计算如下， （33） （34） （35） 由等式（33）中可看出缓振电路的阻抗几乎等于电容抗， （ 36） 所以亦印证可将此电阻省略。再由等式（33）中可观察出输出电容的电容抗远小于输出二极管的接面电容与缓振电路之电容抗总和，所以输出电容可忽略不计，因此亦印证由等式（19）也可获得相同的结果。 （37） (d) 同理，由等式（20）与（21）可计算出电压箝位电路的等效集总电容为 （38） （39） 由上式可看出电压箝位电路的等效集总电容由二极管的接面电容主宰，所以也可忽略电压箝位电路的电阻与电容的影响，如等式（26）。 （40） (e) 最后由等式（27）可计算出输入电压为90Vac时返驰式转换器的等效集总电容为： （41） 同理类推，输入电压为230Vac，功率开关的汲-源极电容变更为18pF，输出二极管的接面电容亦改为80pF，再重复上述（a）至（e）的计算过程亦可得返驰式转换器的等效集总电容为82.7pF。 图21 返驰式转换器的SIMPLIS仿真电路图 II. 电路仿真与测量 本文将利用SIMPLIS电路仿真软件和实例量测的结果进行验证。图21为返驰式转换器的SIMPLIS电路仿真图，图22与23为利用SIMPLIS电路仿真与实例的功率开关的汲-源极的电压波形图，表3为理论计算、SIMPLIS电路仿真与实例的结果比较表。根据结果可看出理论计算、电路仿真与实测具有良好的一致性。 （a） （b） 图22 模拟功率开关的汲-源极端的电压波形图 （a）90VAC，（b）230VAC 图23 测量功率开关的汲-源极端的电压波形图 （a）90VAC，（b）230VAC 表3 系统的等效集总电容比较表 输入电压 90Vac/60Hz 230Vac/50Hz 频率 fr 等效集总电容 Csys 频率 fr 等效集总电容 Csys 理论计算 474.9kHz 93.6pF 505.2kHz 82.7pF 电路仿真 473.9kHz 94.0pF 505.1kHz 82.8pF 实例测量 463.6kHz 97.0pF 493.2kHz 85.7pF (a) (b) 图24 各组件占电路的等效集总电容之百分比 （a）90VAC，（b）230VAC 如前所述，许多文献皆显示等效集总电容为功率开关的输出电容，但透过本文理论的分析可知变压器、输出二极管、缓振电路以及电压箝位电路均有所贡献，且从图24中又可观察得知各组件所占等效集总电容的比例以变压器的分布电容为最高，功率开关的汲-源极电容次之，再其次是缓振电路的电容。若以此为例，要有效地降低系统的等效集总电容，则改善变压器绕线方式或结构以减少分布电容是为较佳的方式。 结论 返驰式转换器的等效集总电容主要为变压器、半导体组件以及缓振电路所构成的，故变压器的阻抗特性与测量半导体组件的寄生电容特性是本文分析与探讨的重点。本文详细介绍了变压器的阻抗特性与量测方法、半导体组件的寄生电容量测，并且用理论推导方式分析返驰式转换器的等效集总电容，同时说明了各组件对系统的等效集总电容的贡献度，以提供给设计者作为设计参考。 参考文献 1. Bruno Cogitore, Jean Pierre Kéradec, and Jean Barbaroux,”The two-winding transformer: an experimental method to obtain a wide frequency range equivalent circuit,” IEEE transactions on instrumentation and measurement, vol. 43, pp.364-371, April 1994. 2. Ray Ridley, “Transformer Impedance Measurements,” Ridley engineering. 3. Hisao Kakitani and Ryo Takeda, “Increasing importance of capacitance measurement,” Agilent Technologies international, Japan Ltd. 来源：立锜科技电子报

　　布线需要考虑的问题很多，但是最基本的的还是要做到周密，谨慎。 　　寄生元件危害最大的情况 　　印刷电路板布线产生的主要寄生元件包括：寄生电阻、寄生电容和寄生电感。例如：PCB的寄生电阻由元件之间的走线形成；电路板上的走线、焊盘和平行走线会产生寄生电容；寄生电感的产生途径包括环路电感、互感和过孔。当将电路原理图转化为实际的PCB时，所有这些寄生元件都可能对电路的有效性产生干扰。本文将对最棘手的电路板寄生元件类型 — 寄生电容进行量化，并提供一个可清楚看到寄生电容对电路性能影响的示例。 　　图1 在PCB上布两条靠近的走线，很容易产生寄生电容。由于这种寄生电容的存在，在一条走线上的快速电压变化会在另一条走线上产生电流信号。 　　图2 用三个8位数字电位器和三个放大器提供65536个差分输出电压，组成一个16位D/A转换器。如果系统中的VDD为5V，那么此D/A转换器的分辨率或LSB大小为76.3mV。 　　图3 这是对图2所示电路的第一次布线尝试。此配置在模拟线路上产生不规律的噪声，这是因为在特定数字走线上的数据输入码随着数字电位器的编程需求而改变。 　　寄生电容的危害 　　大多数寄生电容都是靠近放置两条平行走线引起的。可以采用图1所示的公式来计算这种电容值。 　　在混合信号电路中，如果敏感的高阻抗模拟走线与数字走线距离较近，这种电容会产生问题。例如，图2中的电路就很可能存在这种问题。 　　为讲解图2所示电路的工作原理，采用三个8位数字电位器和三个CMOS运算放大器组成一个16位D/A转换器。在此图的左侧，在VDD和地之间跨接了两个数字电位器(U3a和U3b)，其抽头输出连接到两个运放(U4a和U4b)的正相输入端。数字电位器U2和U3通过与单片机(U1)之间的SPI接口编程。在此配置中，每个数字电位器配置为8位乘法型D/A转换器。如果VDD为5V，那么这些D/A转换器的LSB大小等于19.61mV。 　　这两个数字电位器的抽头都分别连接到两个配置了缓冲器的运放的正相输入端。在此配置中，运放的输入端是高阻抗的，将数字电位器与电路其它部分隔离开了。这两个放大器配置为其输出摆幅限制不会超出第二级放大器的输入范围。 　　图 4 在此示波器照片中，最上面的波形取自JP1(到数字电位器的数字码)，第二个波形取自JP5(相邻模拟走线上的噪声)，最下面的波形取自TP10(16位D/A转换器输出端的噪声)。 　　图5 采用这种新的布线，将模拟线路和数字线路隔离开了。增大走线之间的距离，基本消除了在前面布线中造成干扰的数字噪声。 　　图 6 图中示出了采用新布线的16位D/A转换器的单个码转换结果，对数字电位器编程的数字信号没有造成数字噪声。  　　为使此电路具有16位D/A转换器的性能，采用第三个数字电位器(U2a)跨接在两个运放(U4a和U4b)的输出端之间。U3a和U3b的编程设定经数字电位器后的电压值。如果VDD为5V，可以将U3a和U3b的输出编程为相差19.61mV。此电压大小经第三个8位数字电位器R3，则自左至右整个电路的LSB大小为76.3mV。此电路获得最优性能所需的严格器件规格如表1所示。 　　此电路有两种基本工作模式。第一种模式可用于获得可编程、可调节的直流差分电压。在此模式中，电路的数字部分只是偶尔使用，在正常工作时不使用。第二种模式是可以将此电路用作任意波形发生器。在此模式中，电路的数字部分是电路运行的必需部分。此模式中可能发生电容耦合的危险。 　　图2所示电路的第一次布线如图3所示。此电路是在实验室中快速设计出的，没有注意细节。在检查布线时，发现将数字走线布在了高阻抗模拟线路的旁边。需要强调的是，第一次就应该正确布线，本文的目的是为了讲解如何识别问题及如何对布线做重大改进。 　　看一下此布线中不同的走线，可以明显看到哪里可能存在问题。图中的模拟走线从U3a的抽头连接到U4a放大器的高阻抗输入端。图中的数字走线传送对数字电位器设置进行编程的数字码。 　　在测试板上经过测量，发现数字走线中的数字信号耦合到了敏感的模拟走线中，参见图4。 　　系统中对数字电位器编程的数字信号沿着走线逐渐传输到输出直流电压的模拟线路。此噪声通过电路的模拟部分一直传播到第三个数字电位器(U5a)。第三个数字电位器在两个输出状态之间翻转。解决这个问题的方法主要是分隔开走线，图5示出了改进的布线方案。 　　改变布线的结果如图6所示。将模拟和数字走线仔细分开后，电路成为非常“干净”的16位D/A转换器。图中的波形是第三个数字电位器的单码转换结果76.29mV。 　　结语 　　数字和模拟范围确定后，谨慎布线对获得成功的PCB是至关重要的。尤其是有源数字走线靠近高阻抗模拟走线时，会引起严重的耦合噪声，这只能通过增加走线之间的距离来避免。