标签: 有源匹配

自从1999年首次面世以来，宽带全差分放大器(FDA)的单端至差分应用经常将一个接地电阻用作输入匹配电路的一部分，代价是更高的以输入为参考的噪声电压。如果可以去除那个电阻，输入阻抗匹配电路仅由进入求和点的路径确定，那么就有可能得到低得多的以输入为参考的噪声。当输入匹配电路可以通过一个大于1GHz的共模环路带宽保持在很高频率时，这是一个可行的方案。本文将介绍两种方法的设计公式，并比较以输入为参考的噪声对目标增益的影响。 使用全差分放大器实现的单端至差分转换 日益普及的全差分放大器(FDA)支持的更加有用的功能之一是将单端信号源转换为所有现代ADC输入要求的差分输出信号。这些设计可以是直流或交流耦合设计。当采用直流耦合时，需要留意输入共模范围，在这种情况下双极电源对许多FDA来说是很有用的。如果有更高速度要求，那么单电源更加常见，并且通常要求使用输入匹配电路来匹配某些源阻抗，以便限制反射和/或SFDR劣化。虽然单电源FDA可以提供直流耦合路径，但本文将介绍一种交流耦合方法，它能取消输入共模范围这一考虑因素。只要输入保持在一定范围内，这些相同结果也可以应用于直流耦合设计。图1显示了双重端接50Ω输入设计的典型交流耦合式实现。这种设计可以进一步改进为增益为5V/V的目标设计例子，这可以从使用499Ω反馈元件、并使用免费的Spice仿真器产生原理图开始(参考文献1)。 图1：增益为5V/V(14dB)、输入阻抗为50Ω的交流耦合式单端至差分设计。 对这类电路来说有几个常见的考虑因素—— 1. 反馈电路是相等的。 2. 输入阻抗等于R t 和看向R g1 的阻抗的组合。 3. 通过FDA内共模环路的作用，看向R g1 的阻抗将增加到超过R g1 的值(参考文献2)。这个环路的作用是使输出共模电压保持不变，进而导致输入共模电压随输入信号变化而改变，增加朝R g1 看的外在输入阻抗。 4. 电阻R g2 用于取得差分平衡，等于R g1 + R t ||R s 。 5. 当R g2 设置好后，这个电路的噪声增益(NG)就等于1+R f /R g2 。 6. 由于输入路径上采用的是交流耦合，因此直流I/O工作电压默认为内部产生的V cm 参考电压(对这个3.3V单电源器件来说是1.2V)。这个V cm 控制了输出共模电压，但由于没有直流电流路径返回到输入端，V cm 也就确定了直流输入共模工作电压。 上述特定例子使用的是一种非常低噪声的4GHz增益带宽FDA-ISL55210。在本例中，设计从选择R f 的值开始，然后求出R t 和R g1 元件的值。在R t 和R g1 元件之间划分输入匹配贡献方面几乎没有供应商指导。可供权衡的因素是，R g1 元件变小(R t 变大)将减小输入噪声和扩展带宽(针对基于电压反馈的FDA)。朝这个方向进行下去将更多地取决于共模环路带宽，并将输入匹配设进Rg1路径(参考文献2)。虽然获得图1电路中电阻值的最常见方法是反复或近似方法，但为目标增益(A v )和输入阻抗(R s )选取R f 可以巧妙地变为针对R t 的二次方程求解(参考文献3)。 为零解出系数分母将得到最小值R f ，R t 变得无穷大，并且仅取决于匹配电路的R g1 输入路径。在本例中，这将求解出160.71Ω。 当R f 朝着这个R fmin 不断变小时，R g 元件将增加，而R t 将趋于无穷大。当逐渐减小的R f 选好后，使用公式1可以得到R t 的值，然后由下面这些表达式确定另外两个电阻—— 【 分页导航 】 第1页：使用全差分放大器实现的单端至差分转换 第2页：单端至差分FDA的噪声分析 第3页：删除R t 并只使用有源匹配设计 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 单端至差分FDA的噪声分析 一旦使用这些设计公式确定了一组电阻值之后，就可以将这些电阻值放进噪声分析电路来获得总的输出差分点噪声。如图2电路所示，所有元件对噪声都有贡献，其中噪声项被显示为点噪声电压和电流。 针对本例中R f 和R g 元件相等且电流噪声项相等的情况，总的输出噪声表达式非常简单，如公式5所示。其中NG代表噪声增益，等于1+R f /R g 。(ISL55210数据手册第14页) 图2：针对FDA的噪声分析电路。 任何基于电压反馈的宽带FDA都能使用这个设计流程将实现电阻值减小到公式2允许的最小值。表1显示了适用这种分析的一些最小噪声宽带增益宽带乘积(GBP)FDA。 表1：一些现代FDA器件和关键参数。 针对图1所示的设计例子逐步减小R f ，重新计算其它电阻值，然后就能得出表2所示的以输入为参考的噪声结果。对这4个例子器件的任何一个来说电阻值(实际值)是相同的，在50Ω输入匹配时从R t 输入端看的增益为5V/V(参考文献4)。以公式5得到的输出噪声为参考的输入增益为5，此时每种器件的估计输入点噪声见表2(其中仍包含假设的嵌入图2中R g 元件的50Ω源噪声)。 表2：电阻值和结果噪声列表。 由于减小了电阻噪声贡献和噪声增益，所以减小R f 设计值将同样减少噪声。160.71Ω的最小值使R t 趋于无穷大，进而获得可能最小的输入噪声和噪声增益。不断下降的噪声增益(当R t 开路时等于1+A v /2)也将扩展这些电压反馈器件的带宽。减小这些电阻的一种好处是共模控制环路带宽能够使有源输入匹配电路保持在从接近R s 的R g1 处观察到的频率之上。在Rt -∞的限制下，表2最后一行的14.3Ω R g1 将被共模环路转换为50Ω有源输入阻抗。另外一个考虑因素是由于更低R f 值而增加的输出级负载，这将增加实际差分负载，从而可能降低谐波失真性能。 图3绘制出了以输入为参考的噪声与表2中的R f 之间的关系曲线。通过减小R f 降低噪声直到与想要的输入匹配频率范围和加载因素一致明显是有很大好处的。针对这些设计目标从选取R f = 500Ω开始并且一直处理到最小161Ω值，可以将使用最低噪声的ISL55210的总输入点噪声从大约2.15nV/√Hz降低到1.06nV/√Hz。将50Ω源阻抗提供的噪声电压返回匹配的输入端(仍包含在这个1.06nV/√Hz最小值内)可以得到0.96nV/√Hz这个仅放大级的以输入为参考的噪声。 图3：以输入为参考的噪声比较与目标R f 值。 【 分页导航 】 第1页：使用全差分放大器实现的单端至差分转换 第2页：单端至差分FDA的噪声分析 第3页：删除R t 并只使用有源匹配设计 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 删除R t 并只使用有源匹配设计 将上述分析应用到极限，彻底删除R t 元件，然后唯一地求解出要求的一组电阻值。在假定目标输入阻抗匹配R s 、从R g1 到差分输出有增益的情况下求解所要求的R f ，可以得到简化的设计公式6至8，其中公式6只是公式2的R fmin 表达式的重复。 然后，R g2 = R s + R g1 Equation 8 使用这个简化设计中的NG=1+A v /2将这些表达式放入公式5的输出噪声计算，得到噪声系数(NF)表达式，即公式9(参考文献5)。 从14dB(较早前使用的5V/V)增益开始，针对固定50Ω输入阻抗将增益以2dB步距往上提高，并且使用0.85nV/√Hz和表1中针对ISL55210的5pA/√Hz电流噪声，可以得到要求的电阻值和结果噪声，如表3所示。 表3：扫描增益50Ω有源匹配元件值和ISL55210噪声分析。 第一行值接近匹配表2最后一行中的较前结果。这些电阻值对任何电压反馈FDA来说都是正确的，而输出噪声和噪声系数是使用ISL55210输入点噪声数字预测的。正常情况下，提高增益将降低以输入为参考的噪声，代价是带宽减小，如同增加噪声增益(V/V)的表现一样。仍然使用图1所示的5V/V增益设计，但删除R t 元件并使用表3第一行的值，可以得到图4所示的仿真电路。 图4：增益为5V/V、输入阻抗为50Ω、使用宽带FDA的有源匹配电路。 当这个电路中的噪声增益=3.5V/V时，这个4GHz增益带宽器件将实现1GHz的带宽。虽然这里的仿真非常精确，但在宽范围的增益和输入阻抗下这个电路也可以方便地用ISL55210-ABEV1Z有源平衡不平衡评估板进行测试。 图5：图4所示仿真电路的Vout/Vin频率响应曲线。 注意这种仿真有非常精细的刻度，图中显示从1MHz至1GHz范围内0.3dB的滚降，其中低频滚降取决于阻塞电容。一次最终检查是查看输入阻抗，确认共模反馈环路实际是否将14.3Ω R g1 转换为接近50Ω的电路。如果电路工作正常，将图4仿真电路修改为带并联50Ω电阻的电流源输入，并用交流仿真探测输入电压，结果将接近25Ω。将这个数据整合进朝R g1 看的阻抗可以得到图6。仿真得到的响应接近匹配期望的50Ω，并且随着共模环路带宽的滚降，更高频率点的阻抗也更高。这种匹配在直到1GHz范围内都超过34dB反射损耗——频率远高于以前的FDA。这个仿真结果非常匹配测量这个电路得到的输入阻抗(参考文献6)。 图6：图4采用电流源输入时的输入阻抗。 本文小结 在高动态范围的信号处理设计中，宽带FDA为单端转换差分电路提供了有用的电路模块。接地端接元件的闭环解决方案能够用来方便地评估在这个元件和串联电阻间分割成求和点时的折衷手段。增加R t 元件会减小其它电阻值(针对固定的目标输入匹配和增益)，进而扩展带宽并降低噪声。在这个限制条件下，删除R t ，同时只依赖于R g1 元件和共模环路来设置输入阻抗可以帮助任何电压反馈FDA实现最低的噪声和最宽的带宽响应。这种应用在使用具有非常高带宽共模环路的FDA时性能最好。这种方法有可能用来替代射频放大器的单端I/O+平衡不平衡解决方案，代之以这种有源平衡不平衡配置的ISL55210。与负载和源阻抗相隔离的平衡不平衡设计相比，这种设计有更多的好处。从本文提供的简单设计公式可以看出只需改变4个电阻值，因此在输入阻抗和增益方面有相当大的设计灵活性。 参考文献 Intersil公司提供的免费Spice和电源仿真器iSim PE(需要注册) “Get a wideband matched input impedance with ultra-low noise using the active match capability of a new type of amplifier”, Michael Steffes “DC-coupled, single-to-differential design solutions using fully differential amplifiers”, Michael Steffes 这些电阻值匹配由ADI差分放大器计算器得到的值——注意，这里的增益来自源，并包含Rt输入除以2的值。 联系作者可获得这个噪声系数表达式的逐步推算过程。 “Designer's Guide to the ISL55210-ABEVAL1Z Active Balun Evaluation Board”, Michael Steffes, Intersil公司应用笔记AN1831 (点击文档标签了解评估板细节) 原文作者：Michael Steffes 【 分页导航 】 第1页：使用全差分放大器实现的单端至差分转换 第2页：单端至差分FDA的噪声分析 第3页：删除R t 并只使用有源匹配设计 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

虽然所有全差分放大器(FDA)都能将单端输入信号转换为差分输出，但迄今还没有一种表现出足够的性能，可在没有输入点附加电阻器接地时提供对100MHz输入的良好输入阻抗匹配。 如果能够消除电阻器接地，同时仍然提供极宽频带阻抗匹配，则可实现相当低的噪声。一款功耗仅115mW的新器件提供了这一特性组合，为“有源平衡-不平衡变压器”应用于AC耦合式应用提供了一个途径，可提供7dB的噪声系数，输入回损25dB直至500MHz。本文使用一个20V/V(26dB)增益设计示例显示了实现单端转差分的一些选择。 使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案 FDA随着1999年推出AD8138而问世，此后演变成许多产品，涵盖带宽范围为100MHz~4GHz的单电源+3.3V~±15V器件。这些器件有时被称为差分放大器，但此描述并不准确，因为“差分”放大器有许多类型。FDA其实可以描述成一个差分反相运放器加上一个共模电压控制环路组成，这个环路可以强制输出的差分信号达到ADC直流共模输入的要求，从而得到最好的性能。大多数FDA都采用电压反馈设计来获得最低输入噪声项，但也开发了若干电流反馈(CFA)版本(如LMH6554或ADA4927-1)，由于CFA拓扑固有的几乎无限的压摆率，这些版本可提供更高的满幅功率带宽。 FDA的本意是提供一种容易的单端转差分实现，来支持差分输入的高速ADC(基本所有的高速ADC都是差分输入架构的)。当FDA被用作驱动高性能、极高SFDR ADC的最后一级时，对AC耦合式应用的主要担心变为来自仅ADC规格的SNR/SFDR退化。 具体设计在某种程度上取决于ADC输入的期望频宽，以及输入滤波器可以达到的性能。对于使用Fs/2大部分的第一奈奎斯特(Nyquist)区应用，最困难的问题常常是偶次失真项，因为它们主要落在可忽略滤波后衰减的频带内。设计人员常常简单地使用一个高功率单端RF放大器后跟一个平衡-不平衡变压器来应对这个问题。虽然这可能有效，但还需要一个能降低静态功耗的解决方案来实现单端转差分信号。 可供设计人员用来抑制偶次失真项的工具包括静态功耗、回路增益、负载，所有无源滤波器的插入损耗，以及差分运算。到目前为止，最有效的偶次失真抑制方案是使用一个输入平衡-不平衡变压器后跟基于电压反馈的差分工作FDA。这样得到一个几乎零功耗的单端转差分方案，同时这种平衡设计可以设计一个很微小的环路增益(参考文献1)。 这里的一个示例设计使用一个极高宽带1:2匝数比升压变压器(平衡-不平衡变压器)后跟ISL55210(参考文献2)。 【 分页导航 】 第1页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(1) 第2页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(2) 第3页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(1) 第4页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(2) 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 这个示例使用最宽带宽1:2匝数比升压平衡-不平衡变压器的其中之一，它提供80kHz~550MHz(从50Ω信号源至200Ω负载)的F-3dB频宽(参考文献3)。该模型包括0.3dB插入损耗，其中反馈电阻器值略有增加，以补偿该损耗，并且用1%精度的电阻实现非常接近26dB的增益，如图1所示。此处的仿真使用设置为“2”振幅的信号源，模拟S21测量的thru校准。于是图2所示的频率响应点是在C1的后端测试得到。这显示大约220MHz F-3dB，该滚降的一部分将为输入变压器的550MHz上F-3dB截点。 图1：使用一个FDA的平衡-不平衡变压器输入单端转差分26dB增益设计示例。 图2：对图1的平衡-不平衡变压器输入的预期响应。 该响应在此较高增益时具有相对频带限制，而该方案在较低增益时可提供对较高频率的响应平坦性改进，但最终始终受到输入平衡-不平衡变压器的频带限制。 该方案不仅以最低功耗(115mW)提供最佳偶次谐波抑制，而且在使用基于电压反馈的FDA(如ISL55210)实现时还有一些微小的降低噪声的好处。如果信号源是宽带50Ω信号源，则从图1的求和点回看，它好似两个附加的100Ω元件，从而降低噪声增益(参考文献4)。这会非常直接地降低输出噪声，同时增加回路增益，从而进一步降低输出点的失真项并扩展FDA带宽。虽然放大器信号增益在图1中约为10V/V，但其噪声增益为6V/V。结合该拓扑优势与ISL55210的0.85nV/Hz差分电压噪声和5pA/Hz电流噪声项可获得图3的输出点噪声曲线。 图3：图1的输出点噪声。 在100MHz下和按照20V/V增益对该18.6nV/Hz输出噪声进行输入折算可获得卓越的0.93nV/Hz输入噪声密度声，它包括50Ω信号源噪声和示例中的所有其他电阻器噪声项。所以，输入折算到平衡-不平衡变压器输入，这接近FDA本身的0.85nV/Hz点噪声电压。 【 分页导航 】 第1页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(1) 第2页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(2) 第3页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(1) 第4页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(2) 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 仅使用一个FDA的传统单端转差分方案 在设计规范没有要求以最低功耗实现最低偶次失真抑制时，FDA提供了无需输入平衡-不平衡变压器的单端转差分途径。这可能发生在较低输出摆幅要求、较低频率第一奈奎斯特区应用/较高奈奎斯特区应用(其中FDA后跟带通滤波器可消除IM2项)中。 虽然FDA在单端转差分模式下工作可实现DC耦合式设计，但此处的重点是AC耦合应用。DC耦合式单端转差分FDA设计的主要问题是满足对具体器件的输入动态余量要求，以及考虑到共模电平改变至输出目标值Vcm通常要求一些DC电流返回信号源。 所有使用一个FDA的传统单端转差分设计都会使人想到类似于图4的设计。在这里，当从Rt至差分输出的增益为20V/V时，理想的输入匹配是50Ω，其中图4中的具体电阻器值来自一种典型厂商设计工具(参考文献5)。 图4：来自厂商工具的典型单端转差分FDA设计。 在这里，反馈电阻器的值同样是相等的，输入匹配值是电阻器Rt接地和向Rg1看进去的阻抗的并联组合，此时Rg2电阻器值设置等于从信号通路求和点向后看信号源的总阻抗。从设置输入阻抗的两个元件看，并不能一目了然地看出它们提供50Ω输入匹配。 向Rg1看进去，信号源将看到Rg1的阻抗，因为共模回路必须去除输入共模电压来满足固定输入Vcm，方法是将一个输入信号仅施加至平衡差分结构的一侧。有关输入匹配的一个特殊事实是，在只使用Rg1就可能实现输入匹配时为何一定要包括电阻器Rt？ 先把这个问题放一边，该电路确实可提供从C2的输入至差分输出的26dB增益。将图4的仿真响应放在图1的平衡-不平衡变压器输入方案之上可获得图5的非常接近完全相同的响应形状。 图5：平衡-不平衡变压器输入与典型FDA方案的频率响应比较。 与在信号通路中实现输入匹配的电路(如图1)相比，输入终端包含分流电阻器接地的任何电路(如图4)都会浪费进入该通路的信号。运行典型FDA设计的点输出噪声，并将其与图1的平衡-不平衡变压器输入相比，可看出由该分流终端所造成的噪声恶化，如图6所示。 图6：两种26dB增益实现方式的输出点噪声比较。 因此，当响应形状接近完全相同时，平衡-不平衡变压器输入方案提供了降低图4的典型FDA电路的噪声的途径。二者都在宽频率范围上提供非常接近50Ω的输入匹配。对于平衡-不平衡变压器输入方案，输入匹配偏离出现在差分回路增益下降/存在平衡-不平衡频带限制时。对于只使用FDA的典型方案，输入匹配偏离取决于内部共模回路带宽，因为它将改变向Rg1看进去的外观阻抗。对每种方案执行输入阻抗仿真可获得图7的比较结果。 图7：平衡-不平衡变压器输入与典型FDA方案的输入阻抗比较。 此图显示了两种相对良好的50Ω匹配方案，只使用ISL55210时具有卓越的宽带匹配。平衡-不平衡变压器输入阻抗曲线显示了使用绕组阻抗来仿真插入损耗的缺点之一是中频带输入阻抗包括这些绕组电阻器。但在较高频率时的偏离是正确的，并显示了平衡-不平衡变压器带宽的影响。一般而言，一旦输入匹配偏离超过目标50Ω匹配的±10Ω，就表明回损下降至20dB以下。 【 分页导航 】 第1页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(1) 第2页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(2) 第3页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(1) 第4页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(2) 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 使用ISL55210的典型FDA方案在较高频率时的输入匹配结果明显非常好。在这里，使用极高内部共模回路带宽(对于ISL55210为1.5GHz)来改变该输入共模电压，且输入信号符合单端输入转差分输出配置要求时，结果尤其好。 几乎从来没有关于FDA的内部共模回路带宽的规范。所有器件均提供一个有待内部回路进行匹配的Vcm输入参考引脚。该参考通路常常具有频带限制(在ISL55210中为30MHz)，以限制外部噪声源进入输出信号。在内部，共模回路带宽必须显著较高，以实现良好的信号转差分性能。正是这个通常“未规定”的内部带宽设定了使电路(如图4)实现良好输入匹配的频宽。 大多数FDA都有意使CM带宽设置远低于差分带宽以保持稳定性。这时该内部共模回路带宽超过1GHz，如同ISL55210的情况一样，也许只使用FDA的电路能够通过消除Rt元件，以相当低噪声提供可接受的匹配直至500MHz。 总结 ADC接口经常要求的单端输入转差分输出可使用FDA通过许多方式实现。平衡-不平衡变压器方案能够以最低静态功耗提供最低噪声和偶次失真抑制，而没有平衡-不平衡变压器的典型FDA电路能够提供更宽信号带宽和更好的高频匹配。为实现该宽带匹配，FDA的内部共模回路带宽要显著高于早前器件提供的带宽。 更多详细内容，请参见 《使用有源匹配和新型放大器实现宽频带输入匹配Z（第2/2部分）》 参考文献 1. “Deliver Higher Gains with Improved SNR using an Input Transformer into a Differential Inverting Amplifier Design”, EEweb, May31, 2012, Michael Steffes 2. ISL55210，4GHz增益带宽低噪声超低失真全差分放大器(FDA)。 3.“Measuring and modeling wideband baluns for application to ADC input stages”, Planet Analog, Feb. 11/2013. 4.“Accurately predict noise figure for transformer coupled differential amplifiers”, EDN Nov.2, 2012. 5. 这些电阻器值来自差分放大器设计商ADI，可免费下载，对应50Ω输入和10dB增益，其寻找从信号源(设置为“2”振幅)至电路输入的增益，所以使该设计适用于输入点增益为20V/V的放大器。 【 分页导航 】 第1页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(1) 第2页：使用一个FDA的单端输入转差分输出典型方案(2) 第3页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(1) 第4页：仅使用一个FDA的传统单端转差分方案(2) 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载