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引言 “物联网”说的是一种日益明显的趋势，不仅连接人与电脑，而且将各种“东西”连接到互联网。在工厂或大型基础设施项目等应用中，在更多地点连接更多传感器 (传动器) 可以提高效率、改善安全性以及实现全新的商业模式。 现在不必面对在工厂内部布设电缆带来的挑战和高成本问题了，因为可以安装可靠的、工业级强度的无线传感器，这些传感器可以靠小型电池工作很多年，或者依靠从光、振动或温度变化等可用来源收集的能量工作。 凌力尔特提供设计高性能、可靠、低功率无线传感器网络所需的所有元件。本文所述案例是一个真实的设计，该设计整合了一个高分辨率温度传感器、一个电源管理电路和一个低功耗无线电模块，其中电源管理电路用太阳能 (可用时) 和备份电池 (需要时) 供电，而无线电模块则自动地构成一个可靠的网格网络，以无线方式将所有传感器连接到一个中央接入点。 设计概述 图 1 显示了该设计的方框图。温度传感器基于一个热敏电阻器，该热敏电阻器由低噪声 LT6654 电压基准偏置。24 位ΔΣ ADC LTC2484 读取热敏电阻器的电压，并通过 SPI 接口报告读取的结果。LTP5901 是无线电模块，不仅含有无线电单元，还含有自动构成 IP 网格网络所需的连网固件。此外，LTP5901 还有一个内置的微处理器，该微处理器读取 LTC2484 ADC SPI 端口，并管理面向信号链路组件的电源排序。LTC3330 是一款低功率、开关模式双输出电源，当可得到足够的光照时，LTC3330 靠太阳能电池板供电，当光照不足但需要保持输出电压稳定时，LTC3330 用电池供电。LTC3330 还含有一个 LDO，用来设定温度传感器供电电源的占空比。 图 1：通过将无线电模块连至ADC、基准和热敏电阻器以构成无线温度传感器。该电路由一个可从电池或太阳能电池板获取电能的能量收集器供电。(BATTERY：电池;SOLAR PANEL：太阳能电池板;DUTY CYCLED：所设定的占空比;WIRELESS NETWORK：无线网络;THERMISTOR BRIDGE：热敏电阻器电桥) 【分页导航】 第1页： 设计概述 第2页： 信号链路(1) 第3页： 信号链路(2) 第4页： 无线网络 第5页： 总体功耗 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 信号链路 这个设计用一个热敏电阻器测量温度。热敏电阻是非常适合在温度远远超出人们感兴趣的典型环境温度范围中读取温度值。热敏电阻器指的是具备很大负温度系数的电阻器。例如，器件型号为 KS502J2 (按照 US Sensor 公司的规定) 的热敏电阻，在 25°C 时阻值为 5kΩ，在 -30°C 至 +70°C 温度范围内，电阻值从 88kΩ 变化到 875Ω。 该热敏电阻器与两个准确的 49.9kΩ 电阻串联，并由精确的电压基准 LT6654 偏置 (图 2)。LTC2484 ΔΣ ADC 以 24 位分辨率测量电阻分压器的分压比。该 ADC 的总体未调整误差为 15ppm，对于本文应用所用的热敏电阻器斜率而言，这对应于少于 0.05°C 的温度不确定性。这个热敏电阻器规定的温度准确度为 0.1°C，因此无需任何校准，所测量的温度就能达到这样的准确度。 图 2：采用 LTC2484 24 位 ADC 读取热敏电阻的电压。因为输入共模电压是置中，所以 Easy Drive ADC 不吸取输入电流，从而很容易准确获得成比例的读数。(3-WIRE SPI INTERFACE：3 线 SPI 接口) 该 ADC 的噪声低于 4μVp-p，这对应不到 0.005°C 的温度变化。因此，通过校准，这个系统可以用来以极其精细的分辨率测量温度。既然 ADC 测量热敏电阻电压与基准电压值之比，所以严格说来，基准电压无需准确。但是它必须是低噪声的，因为在 ADC 转换时，基准电压变化可能引起误差。 LTC2484 ADC 采用了 Easy Drive输入结构。这意味着在转换时的净差分采样电流接近为零。因此，流经阻性热敏电阻器网络的输入采样电流不引起任何测量误差，这意味着，无需单独的运算放大器缓冲器。旁路电容器在高频时提供一条低阻抗通路。在很多情况下，不需要不断测量温度，而是每秒测量一次甚至每分钟只测量一次。在系统未测量温度时，节省功耗是有意义的。如下所述，这个应用电路正是这么做的。 电阻器网络从 2.5V 基准吸取最大 25μA 电流。为了避免测量之间的功率损耗，将基准电源的工作周期调整为仅在测量期间导通。ADC 输入的 RC 时间常数大约为 5ms。通过在进行测量之前 80ms接通电源，可确保 ADC 输入完全稳定。实际上，既然两个输入节点以相同的斜率接通，所以远远不用理论的稳定时间那么久，读数就已准确。LT6654 由 LTC3330 的 3V LDO 输出供电。在读取温度读数之前和之后的恰当时间，LTP5901 微处理器驱动 LTC3330 中 LDO 的使能引脚至高电平和低电平。 在未进行转换时，LTC2484 自动进入休眠模式。与无线电已经很低的功率相比，1μA 的睡眠电流更低。因此，不必设定至 ADC 供电电源的占空比。通过保持 ADC 的电源电压始终与 LTP5901 相同，可确保 SPI 接口上的逻辑电平始终保持不变，这有助于实现简单的设计。 通过 SPI 端口提供转换结果以后，LTC2484 自动地开始进行新的转换，并将转换结果存储到其内部寄存器中，直到用户再次要求读取转换结果。在需要非常频繁地读取温度值的系统中，这种工作方式是非常便利。但是，有些超低功率应用可能在两次读数之间等待很长时间。为了确保提供给用户的温度数据始终是“新鲜”的读数，这类应用首先切换 CSb 和 SCK 引脚，以将“陈旧的”温度读数从 ADC 寄存器中移出，然后自动地开始进行新的温度转换。微处理器一直等待到转换结束为止，然后通过 SPI 端口读取结果。即使新的温度读取过程会再次自动开始，但是系统接下来会关闭热敏电阻器网络 (通过关闭 LDO)，因为这些额外的温度读数随后将被忽略。 该温度传感器电路的总功耗可以按如下方法估计。首先，求基准 (350uA)、热敏电阻器网络 (25μA) 和 ADC (转换时为 160μA) 的电流之和，所得总电流为 535μA (参见表 1)。然后，考虑这一电流持续多长时间。ADC 每次转换大约耗时 140ms，在每次转换之前，等待 80ms，以让基准和热敏电阻器稳定。再加上一些 SPI 读数所需时间，这样接通时间大约为 300ms。在 300ms时间内消耗 535μA 电流，相应于 160μC 的电荷量。我们应该在这个电荷量之上，再加上给 4.7μF 电源旁路电容器充电至电压基准所需的电荷量，因为每次读数时这个节点都从 0V 充电至 3V。加上这个 14μC 的电荷量，每次读取温度数据时所需的总电荷量为 174μC。如果每隔 10 秒读取一次温度数据，那么就可计算出，平均电流消耗为 17μA。其他平均电源电流的例子在表 2 中给出。 表 1：信号链路电流消耗 (工作时) 表 2：基于温度读取频率进行电源管理的信号链路的平均电流消耗 【分页导航】 第1页： 设计概述 第2页： 信号链路(1) 第3页： 信号链路(2) 第4页： 无线网络 第5页： 总体功耗 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 LTC3330 管理这个应用的所有电源。该芯片含有两个开关模式电源和一个线性稳压器，采用小型单片封装。降压-升压型转换器可从电池取得功率，以保持稳定的输出电压 (对这个应用而言设定为 3.6V)。一个单独的降压型转换器可从太阳能电池板取得功率，也将输出电压调节至相同的值。一个内部优先级区分器确保尽可能使用太阳能电源，仅当需要时才会从电池吸取功率 (图 3)。对于其他应用，LTC3330 还支持 AC 能量收集电源，例如产生与振动能量成比例的 AC 电压之压电晶体 (参见图 4)。 图 3：LTC3330 从太阳能电池板或电池取得功率，自动地设定这两种电源的优先级，以保持稳定输出电压。一个额外的 LDO 输出由逻辑输入引脚控制，这用来设定温度传感器电源的占空比。LTC3330 产生一个输出标记，以指示正在使用的是太阳能电源还是电池电源。(SOLAR PANEL：太阳能电池板;BATTERY：电池) 图 4：LTC3330 能量收集型 DC/DC 电池寿命延长器从压电、太阳能或磁性能源收集能量。 LTC3330 吸取不到 1μA 静态电流，非常适合这种低功耗无线应用。电源功耗仅占总功耗的一小部分，所以大部分功率可用于“负载” (即温度传感器和无线网络)。 除了这两个开关模式电源，LTC3330 还含有一个具备单独使能引脚的 LDO。这功能对于这类占空比的应用是很有用。电压基准和热敏电阻器网络用该 LDO 供电。这不仅降低了开关噪声，还允许应用切换信号链电源接通和关断，同时保持无线电模块的电源始终接通。即使无线电模块在两次传输之间不消耗太多功率，但是它必须始终保持偏置，以保持定时器正确运行，这样整个网络就能保持时间同步了。无线电模块内的微处理器在恰当的时间给 LDO 使能引脚排序，使信号链路为读取温度数据做好准备。 LTC3330 提供一个输出标记 (EH_ON)，该标记说明系统是在由电池还是太阳能电池板供电。能够实时访问这一信息对最终用户来说可能很重要。因此，我们让无线电模块中的微处理器读取这一输出标记，并通过网络与温度数据一起传送这一信息。EH_ON 输出的逻辑电平是对于 LTC3330 的一个内部偏置电压，该偏置电压随工作模式不同而改变，可能高于 4V。我们不是将这个输出引脚直接连接到电压较低的无线电模块逻辑输入，而是对其进行分压，然后将其馈送给一个内置的 10 位 ADC，该 ADC 是微处理器的组成部分。在本文情况下，我们仅将这个 ADC 作为比较器使用，以指示 LTC3330 正在使用哪个电源。 【分页导航】 第1页： 设计概述 第2页： 信号链路(1) 第3页： 信号链路(2) 第4页： 无线网络 第5页： 总体功耗 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 无线网络 LTP5901 是一个完整的无线电模块，含有无线电收发器、嵌入式微处理器和网络软件。其物理设计由一块小型印刷电路板组成，可非常容易地焊接到包含该应用其余部分 (信号链路和电源管理) 之主电路板上。 在这个应用中，LTP5901 执行两种功能：无线网络和内务处理微处理器 (图 5)。当给一个网络管理器附近的多个 LTP5901 节点加电后，这些节点相互自动识别，并形成一个无线网格网络。整个网络自动完成时间同步，这意味着每个无线电模块都仅在非常短的特定时间间隔内加电。因此，每个节点都可以既发挥传感器信息源的作用，又作为路由节点，以向管理器转发来自其他节点的数据。这样，即使所有节点 (包括路由节点) 都以非常低的功率工作，依然可以建立一个高度可靠的低功耗网格网络，每个节点到管理器都有多条通路可用。这种无线电技术典型的节点间传送距离为 100 米，在有利的户外条件下，距离甚至可以更长。 图 5：LTP5901-IPM 仅需要非常少的连接，就能运行整个应用。所有无线网络功能 (包括固件和 RF 电路) 都已经内置在该模块中。3线 SPI 主器件与 LTC2484 的 SPI 端口通信。GPIO 引脚 (DP2) 控制传感器电源排序。内置 ADC 充当便利的电平转换器，从 LTC3330 读取能量收集状态标记 EH_ON。 LTP5901 含有一个 ARM Cortex-M3 微处理器内核，该内核运行网络软件。此外，这个内核还可通过用户提供的固件来设定，以执行特定于用户应用的任务。因此，无需任何第三方微处理器，就能够实现很多应用。在本文例子中，LTP5901 内部的微处理器通过在合适的时间接通和断开 LTC3330 的 LDO 来管理温度传感器的电源排序，以在两次温度读取之间节省功率。LTP5901 直接与 24 位 ADC 的 SPI 端口通信，该 ADC 读取温度传感器提供的温度值。最后，LTP5901 从 LTC3330 读取电源状态输出标记 (EH_ON)，该标记指示用来给电路供电的是太阳能还是电池。 无线电模块的功耗可以用凌力尔特在官网在线提供的工具“SmartMesh功率与性能估计器 (SmartMesh Power and Performance Estimator)”来估计。对于一个有 20 个节点 (其中 10个节点以无线方式直接连接到管理器 (1 跳)，另外 10 个节点间接连接到管理器 (两跳) ) 的典型网络而言，两跳节点的平均功耗约为 20μA，1 跳节点则为 40μA。这些数字是在每个节点每 10 秒报告一次温度数据的情况下得出的。1 跳节点消耗大约两倍功率的原因是，它们不仅发送自己的传感器数据，还充当路由节点，转发一些两跳节点的传感器数据。如果关闭一种称为“Advertising”(宣告) 功能，那么上述功率可以进一步减少两倍。一旦“宣告”功能关闭，网络就不再识别想加入网络的新节点。除了这点不同，关闭广告功能对网络运行没有任何影响。 【分页导航】 第1页： 设计概述 第2页： 信号链路(1) 第3页： 信号链路(2) 第4页： 无线网络 第5页： 总体功耗 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 总体功耗 完整应用电路的总体功耗视各种不同因素而有所不同，其中包括每个传感器测量温度的频度以及所有节点在网络中的配置方式。对于一个每 10 秒报告一次温度数据的传感器节点而言，典型功耗为传感器部分低于 20μA，无线电模块部分可能为 20μA，总的平均负载电流约为 40μA。 小型 2 英寸 x 2 英寸太阳能电池板 (例如 Amorton 系列) 甚至在相对中等的室内照明条件下 (200 流明)，也可产生 40μA 电流，而在强光照条件下，则能够产生大得多的电流。这意味着，在很多条件下，这个应用可以完全依靠太阳能电池板电源运行。如果该电路处于黑暗中，需要完全靠电池电源运行，那么一节 2.4Ah AA 电池 (例如 Tadiran XOL 系列) 可给该应用供电差不多7 年。在较低或可变光照条件下，该电路自动在太阳能电源和电池电源之间来回切换，以便尽可能利用太阳能，以延长电池寿命。 结论 凌力尔特的信号链路、电源管理和无线网络产品可用来实现完整、真正的无线传感器网络产品的设计。该时间同步无线网格网络确保用最少的功率，可靠地在节点间传送数据。内置的微处理器可设定传感器电路电源的占空比。高效率、高集成度电源管理 IC 可完全用小型太阳能电池板给该应用供电，或者用一个小型电池给该应用供电很多年。 【分页导航】 第1页： 设计概述 第2页： 信号链路(1) 第3页： 信号链路(2) 第4页： 无线网络 第5页： 总体功耗 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

由于新型组件的出现，我们需要对接收器架构进行硬件比较 凌力尔特公司，信号链路模块开发经理，Todd Nelson 超外差式无线电接收器架构和直接转换 (零差式或零中频) 无线电接收器架构之间的竞争可以一直追溯到 20 世纪 30 年代。就特定类型的设备而言，每种架构都有自己的优势。超外差式架构在蜂窝基站中很流行，而直接转换在软件定义无线电应用中是很普遍，例如城市无线电台。直接转换架构的硬件很简单，与超外差式架构相比，前者成本更低、功耗更低、需要更少的电路板空间，而超外差式架构对蜂窝服务提供商更有吸引力。然而，处理 DC 偏移等固有问题导致了软件的复杂性，因此硬件的简单性被软件的复杂性抵消了。本文将探究人们对硬件差别的感觉以及硬件差别的现实情况，以探索易用的硬件方案，而对软件问题则略而不谈。 蜂窝网络上传送的数据像海啸一样汹涌奔腾，这是由利用这类频段访问互联网的智能手机、平板电脑以及其他设备取得的巨大进步引起的。这种情况已经导致了技术要求的提高，同时还迫使供应商要降低成本。新式基站有很多形式，从传统的机架式设备到仅需几瓦功率就能运行的更小单元都有。在纤巧的基站中支持多个通道所需的电路采用了多种集成方法。考虑到最近的发展，超外差式硬件和直接转换硬件之间的差别究竟有多大? 基本架构的回顾 按照大多数人的说法，Edwin Armstrong 在 1918 年发明了超外差式接收器架构。在这类常见的接收器中，射频 (RF) 信号与本机振荡器 (LO) 信号混合，产生一个中频 (IF) 信号，然后对中频信号解调。LO 频率相对于 RF 载波频率有一定的偏移，从而产生了该信号的镜像信号。IF 信号通过滤波器，而其他所有镜像信号都被滤波器抑制掉了。在新式接收器中，利用模数转换器 (ADC) 将 IF 信号转换为数字信号，然后在数字域解调 (参见图 1)。 图 1：超外差式接收器架构 几年以后，作为超外差式接收器的一种替代产品，开发出了直接转换接收器。然而，与超外差式接收器不同，在直接转换接收器中，LO 频率相对于所接收的信号频率没有偏移，而是等于所接收信号的频率。信号混频器被两个混频器取代，一个接收 RF 信号和 LO 信号，另一个接收 RF 信号和正交 LO 信号。结果得到了被两个基带 ADC 转换器数字化的解调输出 (参见图 2)。换句话说，中频是零。滤波需求得到了简化，因为仅需要低通滤波器，而不像超外差式接收器那样使用带通滤波器。 图 2：直接转换接收器架构 硬件的演变 在过去几十年中，无论哪一种架构都取得了持续改善。所有集成电路 (IC) 组件的性能都在不断改进，同时消耗的功率越来越低，需要的印刷电路板 (PCB) 面积越来越小。ADC 的分辨率和采样率也已经改进，以允许带宽更宽的信号和更高的输入频率。 直接转换接收器早期的吸引力是单频率转换至基带。在过去几十年中，超外差式接收器一直使用多个降频转换级。随着混频器和滤波器技术的改进，多个级逐步合并，现在一个典型的超外差式接收器在模拟部分仅有一个频率转换级，同时在数字信号处理器中仅采用一个数字降频转换级。 直接转换架构的另一个吸引人的地方是低通滤波。超外差式架构在 IF 需要一个带通滤波器。在很多情况下，带通滤波器采用高阶或表面声波 (SAW) 型。SAW 滤波器需要密封封装，常常相当大而且很昂贵。尽管在 SAW 滤波器技术及封装领域已经有了很大改进，但是低通滤波器仍然被认为更有吸引力。 最新硬件比较 要想对成本、功率和电路板空间进行合理的比较，有必要汇总一下小型基站所用并适合 20MHz 信号带宽的 4 个接收器通道所必需的组件。每个超外差式接收器使用一个混频器、一个可变增益放大器、一个 SAW 滤波器、一个二级 IF 放大器和一个高速 ADC。每个直接转换接收器使用一个 I/Q 解调器、两个基带放大器和两个高速 ADC。用一个具体的电路板布局例子来比较这些组件估计所需的电路板空间，标称功耗则直接用数据表中的参数计算。预计直接转换架构在这两个方面的表现会好得多。 超外差式架构举例 就超外差式接收器的 4 个通道而言，通常在 5mm x 5mm QFN 封装中提供两个混频器，因此需要两个这样的双通道混频器器件。由于集成了用于 RF 及 LO 输入的平衡-不平衡变换器和内部匹配组件，所以无源组件的数量是最少的，而且尺寸大多数是 0201 和 0402 型，这些因素在比较中都将忽略，因为直接转换架构也需要这些部分。类似地，在适合的频率范围内，有双数字 VGA 可用。这样的双 VGA 也采用 5mm x 5mm QFN 封装，因此也需要两个这样的器件来实现 4 个通道。在混频器级之后，也许需要一点滤波，因此用几个 0402 型电感器和 0201 型电容器是适宜的。为了实现所需要的选择性，超外差式接收器需要一个 SAW 带通滤波器。4 个通道中每个都需要一个单独的 SAW 滤波器。在 RF 频率上，SAW 滤波器可能相当小。在 70MHz 至 192MHz 的常见 IF 范围内，可以见到采用 5mm x 7mm 封装的 SAW 滤波器。即使之前的 VGA 输出和之后的放大器输入都是 50Ω，SAW 滤波器也将需要几个匹配组件。通常情况下，还需要另一个增益级，以补偿滤波器的插入损耗。不过，一种集成了放大器的新型 4 通道 ADC，即凌力尔特公司的 LTM9012-AB 微型模块 (µModule®) ADC 采用系统级封装 (SiP)。该微型模块采用 15mm x 11.25mm 封装，与相应采用 4 个差分放大器以及有关旁路电容器和抗混叠滤波器组件的 4 通道 ADC 相比，这种微型模块更小。LTM9012 具 20dB 增益，实现了 68.5dB 信噪比 (SNR) 和 79dB 无寄生动态范围 (SFDR)。LTM9012-AB 内部的放大器和滤波电路将输入频率限制到大约 90MHz。因此，70MHz IF 是适合的，而不是在基站应用中常常用超外差式接收器实现的更高的 IF。然而，这提供了最紧凑的解决方案。 LTM9012 意味着不同的集成方式。微型模块或 SiP 封装允许单独的芯片与各种不同的无源组件一起组装在层压衬底上，而且模制成看起来像普通球栅阵列 (BGA) 集成电路 (IC) 一样。在这种情况下，利用几何尺寸很小的 CMOS 工艺来优化该 ADC，以实现低功率和良好的 AC 性能。放大器运用硅-锗 (SiGe) 工艺制造，以最大限度地提高其性能。这些放大器是传统的差分放大器，因此用电阻器将增益设定为 10V/V 或 20dB。真正的运算放大器输入通过隔离高频采样干扰和信号通路来简化匹配，并允许单端信号与差分 ADC 输入在内部配对。大多数具缓冲前端的单片 ADC 根本不提供增益，仍然是差分的，而且仅提供对干扰的隔离。同样有益的是抗混叠滤波，这种滤波限制了宽带放大器的噪声。就电路板总体空间而言，既然所有基准和电源旁路电容器都在封装内部，那么总体系统设计就可以排列非常紧密，而且不会损害性能。当基准和电源旁路电容器距数字信号太远或靠近时，常常发生这类性能损害，而性能损害又可能破坏数据转换过程。最后，衬底允许引脚分配自然流畅：模拟输入在封装的一侧，数字输出在另一侧。 在这个例子中，有源组件的数量是 5 个，还有 4 个 SAW 滤波器和 80 个其他小型无源组件 (参见图 3)。总体面积大约为 43mm x 21mm = 903 mm2，不过不是所有面积都利用上，所以有效面积大约是 700mm2 左右。当然，这是电路板的一侧，特定公司的设计规则可能允许更紧凑的布局。就功率计算而言，这个例子用 LTC5569 作为双通道混频器，AD8376 作为双 VGA，LTM9012-AB 兼作第二级放大器和 4 通道 ADC。混频器是有源组件，在 300MHz 至 4GHz 的宽频率范围内工作，因此单个器件可以配置为在 700MHz 至 2.7GHz 蜂窝频带的任何一个频带上工作。该器件具有同类最佳功耗，还具有坚固的输入，能承受强大的带内阻塞干扰信号，而不会使噪声指数显著劣化。4 通道系统的总体功耗为 4.9W，其中不包括电阻性分压器中可能消耗的功率。 图 3：超外差式接收器的布局举例 直接转换架构举例 就 4 个直接转换通道而言，我们仅有的选择是独立 I/Q 解调器，因此需要 4 个这种采用 5mm x 5mm QFN 封装的器件。有些器件 (例如 LT5575) 有集成的 RF 和 LO 平衡-不平衡变换器，以最大限度地减少外部组件数。有一点滤波是有益的，当然还有一些小型旁路电容器。就低通滤波器而言，多节 L-C 和 R-C 电路就可完成任务。就增益级而言，LTM9012-AB 也是适用的。作为 4 通道器件，它仅支持两个直接转换通道，因此还需要第二个这样的器件。 在这个例子中，有源组件的数量是 6 个，还有 84 个小型无源组件，参见图 4。总体面积大约为 27mm x 24mm = 648mm2。就功率计算而言，这个例子使用 LT5575 I/Q 解调器和两个 LTM9012-AB。4 个通道的总体功耗是 5.1W，其中不包括电阻性分压器中可能消耗的功率。不过，ADC 以 125Msps 速率采样，该采样率是常见的，但是有可能超出了 10MHz 所需。在 65Msps 采样率时，可以在 ADC 功耗低得多的情况下实现同样的功能。重新计算功耗，得出新的总体功耗是 4.6W。 图 4：直接转换接收器的布局举例 感觉与现实 并不算很多年以前，超外差式接收器每通道要运用多个混频器和多个 SAW 滤波器。那时 SAW 滤波器的尺寸可能是 25mm x 9mm。无源核心混频器需要额外的增益级，以抵消插入损耗。这不算久远的历史给人们留下的感觉是，超外差式接收器和直接转换接收器硬件复杂性之间的差距很大。以百分数计算，用于超外差式接收器的电路板面积比直接转换接收器的大 39%，按照这个百分数看，差别是很显著的，但是考虑真实的 PCB 面积时，差别就没有这么大了。903 mm2 的 39% 是 352 mm2，大约有拇指印那么大。基于百分数看，功耗差别根本不明显。 当然，超外差式接收器的尺寸和功率有极大弊端这种感觉是相对于基站接收器本身的总体尺寸而言的。就一个传统的机架式系统而言，拇指大小的 PCB 面积可能不算什么。而就一个纤巧和能放入手掌中的基站而言，拇指大小的 PCB 面积就非常大了。 现实情况是，集成在继续，有时缓慢，有时是飞跃式的。电路板空间和功耗的减少也许在更大程度上适用于一种而不是另一种架构。最近，适用于超外差式架构的例子是 LTC5569 双通道有源混频器等产品。本文作者尚不知道，有任何双通道 I/Q 解调器可用于蜂窝基站应用，尽管适用于频率范围较低的其他应用之这类解调器确实存在。最近适用于两种架构的集成例子是集成了放大器的 LTM9012 四通道 ADC。该器件的 LVDS 串行接口不仅允许 ADC 更小，而且可允许现场可编程门阵列 (FPGA) 或数字信号处理器 (DSP) 也比具并行接口的 4 通道 ADC 所用的小。不过，直接转换架构仍然需要两倍数量的 ADC。 以上探讨的例子假设，蜂窝基站的性能要求是整个链路都需要高性能组件。例子中所用产品运用了优化的半导体工艺，例如硅锗 (SiGe) 或互补金属氧化物半导体 (CMOS) 工艺，如果不优化，那么使用这些工艺不可能实现相互集成，或者至少不会没有性能恶化。某些尺寸基站的性能要求也许是，允许使用高度集成的单芯片收发器，例如毫微微蜂窝。这类芯片中集成模块的改进将允许该类芯片应用于较大型的基站。在这里，这两种架构遇到了一个障碍：信号滤波器。直接转换接收器使用的低通滤波器能在芯片中实现。迄今为止，超外差式架构中使用的带通滤波器已经证明极难在芯片中实现。这是当下的现实情况，但未必是永久性的障碍。也许有一天，技术突破会发生，内置的高度选择性带通滤波器变得可行了。直到这时，直接转换接收器架构有一个显著优势，因为有可在性能允许的情况下集成整个接收器链路。 结论 面向基站的直接转换接收器架构比超外差式接收器架构简单，至少就硬件而言是这样。最近出现的产品允许实现比以前小得多的多通道超外差式接收器。尽管基于百分比的比较来看尺寸仍然较大，但是差别也许并不显著。因此，超外差式架构有望继续成为蜂窝基站首选接收器架构。