标签: 高阻抗

在复合材料特性检测、电路电气特性检测、人体心电检测、核磁共振等方面需要对物体表面电压进行精确测量。传统上电压的检测都需要与物体直接接触，通过传导电流来完成。该种电压测量方法无法测量空中电压的变化，即使测量物体表面电压，这种接触测量方式也有许多缺点。例如，接触测量心电信号时，电极需要利用导电膏与皮肤直接接触，容易引起皮肤过敏，造成皮肤不适；接触测量电路时延特性时，由于测量电路的接人，改变了原有电路的传输特性，从而改变了时延，使测量不准确。接触测量物体表面的电压不仅操作麻烦而且有一定的危险性。为了克服接触电压测量的这些缺点，满足对物体表面电压非接触测量的需要，文中设计了一种新型便携式电压检测系统。该系统基于电容耦合原理，前端前置电路通过运用保护、自举、有源屏蔽等反馈技术，有效地提高了其输入阻抗，从而使该系统对物体表面电压测量时相当于一个理想的电压表，不需要与物体表面直接电气接触，利用位移电流即可完成电压的有效测量。 1 非接触电压测量原理 非接触电压测量的原理类似于磁力仪测量磁场，不需要直接电气连接，通过电容耦合，利用位移电流来测量物体表面或自由空间的电压。将传感器电极放在电场中，感应电极与信号源之间将形成耦合电容，通过耦合电容信号源经过测量系统与地之间将构成一个分压电路，如图1所示。 图1非接触电压铡量原理图 设信号源的电压为V s 由分压公式可得，在运放输入端的电压可表示为： 如果传感器前置放大电路的放大倍数为A v ，输入电阻和输入电容分别为R in 和C in 则传感器的输出可表示为： 由式(2)可知，当耦合阻抗与系统输入阻抗相比可忽略不计时，系统相当于一个具有理想特性的电压计，可有效测量电压信号。因此，为了提高系统的灵敏度，在系统设计过程中，应该采用反馈等技术提高系统前端传感器的输入电阻，降低输入电容。通过测量空中两点电压的大小，根据电压与电场的关系，可以推导出空中电场的情况。 2 系统设计 系统采用低功耗的MSP430F5529单片机作为控制器，通过敏感电极将信号以位移电流的形式采集到系统，然后进入前置放大电路，经过放大处理后输出给模数转换电路，模数电路将转换后的信号通过蓝牙无线传输给上位机进行显示。因为系统输入阻抗的大小直接关系到灵敏度，因此，在整个系统设计中，敏感电极和前置放大电路的设计是关键和难点，系统的结构框图如图2所示。 图2 非接触电压测量原理图 2.1 敏感电极 该敏感电极由感应层，有源屏蔽层和接地屏蔽层三层结构构成，通过三同轴电缆与后面前置放大电路连接。感应层和有源屏蔽层由直径为3.5 cm的标准双面印刷电路板构成。电路板的一面被覆铜作为感应层，感应层外围的一圈覆铜与印刷电路板的背面相连构成有源屏蔽层，最外层的金属壳作为接地屏蔽层。整个电极的直径为3.7 cm，厚度为0.5 cm．电极的结构如图3所示。 圈3 电极结构圈 2.2 前置放大电路 为了提高系统输入阻抗，有效测量空间或者物体表面微弱电压信号，在前置放大电路设计过程中采用了保护、自举、有源驱动屏蔽和接地屏蔽技等技术，结构原理图如图4所示。前置放大电路通过三同轴电缆从前端敏感电极获得感应信号，经过放大后输出给后面的信号处理电路。电路设计以高性能的静电型运算放大器AD549(图中A1)为核心，该运放具有超高的输入阻抗、极低的输入电容和低的输入噪声，完全满足非接触电压测量的需要。前置放大电路工作需要稳定的直流工作点，偏置电路能够为运放提供稳定的直流工作点，但偏置电路的引入也降低了系统的输入电阻，因此需要利用反馈技术在不显著降低输入阻抗的条件下为前置放大电路设计偏置电路。设计中考虑到R 1 和R 2 对偏置电路阻抗和噪声的影响，经过折中考虑，采用2个阻值为100 MΩ的电阻通过正反馈构成自举结构来形成偏置电路，如前置放大电路原理图所示。偏置电路的等效输入阻抗可用下面公式表示： 从式(3)可知自举结构的运用极大的提高了传感器的等效输入阻抗。为了减小传输线上的等效寄生电容，提高了输入阻抗，并减少了信号传输损耗。为减小运算放大器输入电容，在前置放大电路设计过程中采用了电容抵消技术，如原理图所示，电容C f 和电位器R p 构成输入电容抵消结构，该结构的运用使得运放的等效输入电容降低为： 式中μ是电位器的正反馈系数。 从式(4)可以看出，经过精确调节，选择合适参数，输入电容抵消结构能够有效降低运放的等效输入电容，增大系统输入阻抗。高性能运算放大器和新型反馈技术的运用使系统具有极高的输入阻抗，能够有效的耦合空间微弱电压信号。 圈4 前置放大电路原理圈 2.3 控制器和模数转换 系统采用16位单片机MSP430F5529作为控制器，该单片机采用了精简指令集结构，具有较低的供电电压，并且具有3个时钟，每个时钟都可以在指令控制下打开与关闭，这些特点使其具有极低的功耗，非常适合便携式检测设备对低功耗的要求。 因为检测的是微弱电压信号，为了提高系统的分辨率，采用24位宽频带AD转换芯片ADSl271构成模数转换电路。该芯片通过单电源供电，采用外部参考电压，输入端采用差分输入。因为系统测量的是低频交流电压信号，为了使信号满足AD转换芯片输入端电压的要求，在模数转换之前设计了一个电压提升电路。该电压提升电路由差分驱动芯片AD8131构成，其作用是将测量到的交流信号叠加一个2.5 V的直流偏移。叠加2.5 V的直流偏移不仅使信号满足了芯片输入端对电压的要求，而且增大了电压的测量范围。 2.4 软件设计 系统采用模块化程序设计，使用了多个子程序，包括AD初始化程序、延时程序、软件滤波程序、无线传输程序、上位机显示程序等，完成了信号采集、信号处理、信号传输，信号显示等功能。系统流程图如图5所示，主控制模块负责协调控制整个系统的运行，采用调用原则将需要的模块调入运行；AD转换模块负责完成信号的模数转换；无线传输模块完成单片机与上位机的信号传输；上位机显示模块完成信号的初步处理及显示。 图5前置放大电路原理图 3 测试结果及分析 为了对系统性能进行测试，文中设计了一种电压测试平台，如图6所示。该平台主要由聚四氟乙烯支撑架、铝金属板、绝缘支撑板三部分组成。聚四氟乙烯三根支撑柱上设计了多个等距离的间隙，用于放置极板和支撑板，并且方便板间距离的计算。以2片直径为80 cm的圆铝金属板作为电极极板，连接到信号发生器两端，用来产生电场。图中中间3片是绝缘支撑板，测量时将感应电极粘附在支撑板上，因此支撑板到极板的距离就是测量电极到极板的距离。将两极板相距30cm，上极板接信号发生器正电压输出端，下极板接负电压输出端并接地，感应电极距离上极板为25 cm，在两极板上加一个幅值为500mV，频率为2 Hz的正弦信号，测得的波形结果如图7所示。由图中可以看出，利用该系统通过非接触方式可以测得波形清晰，将测得的数值乘以标定系数后能够反映极板的电压。通过改变极板间不同的电压，可以测得系统的灵敏度和线性度。 图6电压测试平台 图7测试结果图 4 结束语 文中对基于电容耦合原理的非接触电压检测方法进行了阐述，重点介绍了具有超高输入阻抗的前置放大电路设计，完成了包括敏感电极和信号处理、传输、显示等模块在内的系统设计。该系统结构简单、灵敏度高，频带宽，实现了对电压的非接触测量，在医疗、安全、无损检测、人机交互等方面拥有广阔的应用空间。

　　空气质量检测、光电信号探测、加速度计、压电传感器以及生物体信号等高阻抗信号测量，易受到来自测量系统输入电阻、输入偏置电流的影响，实际测量系统中主要有与信号路径相并联的元器件如电阻、电容的分流，电缆泄漏电流和印刷电路板寄生漏电流的影响。因此，高阻抗微弱信号测量电路，必须经过精心设计以满足系统对低偏置电流、低噪声和高增益的要求。 　 　1 高阻抗信号测量原理与影响因数分析 　　高阻抗信号测量，易受到测量系统输入阻抗的分压与系统输入偏置电流的影响。如图l所示，将被测高阻抗信号源与测量系统相连，信号源的戴维宁等效电路由Vs与Rs串联而成。假定测量系统的等效输入电阻为Rin，输入端电压为Vin，由于Rs与Rin的分压，使得输入端电压减小，测量系统的输人端电压为： 点击看原图 　　假定Rs=1 MΩ，Rin=100 MΩ。当Vs=1 V时，Vin=O．99 V，可以看出，系统输入电阻的负载效应产生1％的误差。实现高精度测量，需要增加测量系统的输入阻抗。 　　如图1所示，测量系统的偏置电流为Ibias，假定电流正方向为流入测量系统，这一电流将在源电阻Rs上产生误差电压，实际测量系统探测到的输入电压为： 点击看原图 　　0．99 V。此时，输入偏置电流将引起1％的误差。实现高精度测量，需要降低测量系统的输入偏置电流。 　　从以上分析可以得出，提高测量系统的输入阻抗和减小输入偏置电流对高阻抗信号测量有着重要的意义。测量系统的输入阻抗应当远大于被测信号源的内阻才能满足对测量精确度的要求。 　　实际测量系统的等效输入阻抗主要包括有信号电缆绝缘电阻、信号调理电路的分流电阻、放大器输入阻抗，以及印刷电路板的寄生电阻。系统的输入偏置电流主要包括有信号调理电路分流电流、信号输入电缆和印刷、电路板上的泄露电流。目前，高输入阻抗、低噪声的FET放大器，其输入阻抗高达1010～1012Ω，输入偏置电流为皮安(pA)量级，电压、电流噪声性能都能满足普遍应用场合。由于理想的高阻值电阻、低漏电流电容往往是难以得到的，从传感器输出的微弱信号，在经过放大之前需要经过各种调理，信号调理电路的设计显得非常重要，它决定了测量系统的性能。如何提高测量系统的输入阻抗，减小输入偏置电流与降低系统噪声成为了高阻抗微弱信号探测的主要考虑因数。这里主要就提高系统输入阻抗和减小输入偏置电流进行研究和分析。 点击看原图 　　2 电路设计与分析 　　这里所指的保护，是指将电路中的低阻抗节点电势与高阻抗输入端电势近似等电势的一种技术，即通过低阻抗的保护电路，把电路中低阻抗节点的电势强制拉升到与高阻抗输入端电势近似相等。这里针对被测信号是源电阻Rs=10 MΩ、交流信号幅值为O．1 mV、直流信号电平为0．1 V的高阻抗微弱交流电压信号。信号源的戴维宁等效电路如图2中左边虚线框所示，为Vs与Rs串联构成，信号调理电路包括高通滤波电路、前级放大电路和保护电路。 　　由于实际探测信号，频率成分往往较为复杂，有时想要测量的信号，深深地掩埋在其他频率信号噪声中，因此，信号在进入放大器之前，需要经过滤波。本电路需要测量的信号为交流信号，被直流电平所掩盖，因此需要先对其高通滤波，滤波截止频率由被测量信号的带宽决定，通过改变C1，R1的值来改变高通滤波截止频率，这里需要注意的是，理论上电阻R1的阻值越大越好，这样可以提供测量系统的输入阻抗，实际上大阻值的电阻往往是不容易得到的，这里选用阻值为100 MΩ的电阻，高通截止频率为fH=1．6 Hz。 　　如图2所示，前级信号放大电路采用同相比例运算电路结构，此电路引入电压串联负反馈增大输入电阻，减小输出电阻，其放大倍数A等于： 　　A=1+R4／R5 (3) 　　如图2中所示，电路电阻取值分别为：R4=100kΩ，R5=1 kΩ，因此放大倍数A=101倍。这里需要注意同相比例运算电路具有高输入电阻、低输出电阻的优点，但因集成运放有共模输入，为了提高运算精度，应选用高共模抑制比的集成运算放大器。 点击看原图 　　常规方法测量时，电阻R1的下端直接与地相连，系统的输入阻抗主要取决于电阻R1的值，系统的等效输入阻抗约等于100 MΩ。由以上分析可以得出，其测量误差会达到10％。这么大的误差，在实际应用中是不允许的。通过设计保护电路，可以很好地解决这一问题。 　　图2中下侧虚线框内的电路为保护电路，从放大器A1的反相输入端引入信号到保护放大器Aguard的正相输入端，保护放大器实则为电压跟随器。电阻R1的低电位端加上保护电位Vguard，当R2》R3时。在一定频率范围内，保护电位近似等于高阻抗输入端电位Vin，可以通过调节R2，R3的阻值来改变保护电位的大小。保护电位由保护缓冲放大器提供，而不是由信号源提供．电阻R1的低阻抗端加上保护电位后，其电压降将大大减小，流经它的电流也将大大减小。 　　保护电路需要满足信号路径阻抗远大于保护电路阻抗，即： 点击看原图 　　式中：Zs表示信号路径的阻抗，Zg表示保护电路阻抗，本设计中，R2=100 kΩ，C2=1μF，Zs／Zg=1 000。 　　高阻抗微弱信号测量中，运算放大器的选择是至关重要的，需要考虑高的输入阻抗、低的输入偏置电流、低噪声等参数。该电路选用AD公司的极低噪声BiFET运算放大器AD743，其输入偏置电流最大值为250 pA，输入阻抗高达1010Ω，CMRR达90 dB。 　　实际测量系统中，对于输入信号电缆引起的误差，可以选择使用绝缘电阻尽可能高的电缆，另外，在电缆屏蔽层加上保护电势Vguard，可以大大降低电缆泄露电流引起的误差。印刷电路板由于污染等原因导致绝缘电阻下降而引起漏电流，当运放同相输入端与电源输入端相邻时，会带来干扰，因此，将保护电势加载于运放输入端与信号线周围，将大大减小信号路径上的泄露电流，而来自电源的漏电流将会被保护电路吸收。 　　3 仿真结果分析 　　对图2所示的电路，用PSpice仿真软件对电路进行模拟分析，交流扫描的结果如下，各关键节点电压如表1所示，电阻R1的低阻抗端加上了90．121μV的保护电压，流经电阻R1的分流电流为90．031 fA。 　　如图3所示，图中上半部分为系统输出信号波形，下半部分为系统输入阻抗波形，从图中可以看出，在频率为100 Hz处，测量系统的输出电压值Vout为10．011 mV，交流输入阻抗Rin为1．132 8 GΩ。经计算，系统的放大倍数A为100．998倍。 点击看原图 　　从上述分析可以得出，采用保护电路大大提高了系统的输入阻抗，减小了系统的输入偏置电流。仿真结果与理论分析相符，保护电路对高阻抗微弱电压信号高精度测量提供保障。 　　4 结 语 　　本文从高阻抗信号测量原理出发，分析了测量系统输入阻抗和偏置电流对测量精度的影响，针对高阻抗微弱电压信号，应用保护技术，设计了一种带保护电路的高阻抗微弱信号放大电路，通过PSpice软件仿真分析，验证了该电路可实现对高阻抗信号的高精度测量，为高阻抗信号测量提供了一种有价值的参考方法。