tag 标签: 超级伺服电路

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  • 热度 13
    2020-4-11 13:14
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    非同类可代替器件2
    上回书说道,用JFET代替电阻配合稳压管来工作。这次说一说在什么场合下,用什么器件来代替电容。一说电容,应该是最常见的器件,同时也是损坏率最高的器件,没有之一。 大家都经历过电容突然炸裂带来的刺激,我也是一样,每次上电做实验都反复检查就怕过压引起电容一阵青烟。以前做实验雷击浪涌发生器的专用电容发生爆炸,吓得我现在心里都有阴影。特别是像本安电路那种,可以说对电容是恨之入骨,能小则小。那有没有能代替电容的东西呢,别说还真有,当然是在一些特别的电路里。 直流偏置在放大电路里是不受欢迎的,很讨厌但还一直存在。在交流信号里,自然可以通过前端增加电容来滤除直流分量。下面电路里就是一个简单同相放大器,输入阻抗100K,放大倍数20dB,带宽0.001Hz到100KHz。输入信号为20mV直流偏置的方波信号,1Hz,50%占空比,Vpp=20mV。为什么这么设计,就是为了方便观察。 从示波器的图中可以看到,输入1Hz的时候,蓝色的输出波形没有失真。但是输入的C1为1000uF,这有点太可怕了,先不说这1000uF的体积多大,光是电容额偏差也有个20%以上。而且铝电容对温度敏感,ESR就够喝一壶的。如果做为防爆环境的本安电路,检验部门直接就不让过,想都不要想。那谁能代替C1呢? 运放超级伺服电路(有兴趣的同仁可以参考《测量电子电路设计——模拟篇》——大师之作),大伙会说你这不就是照搬后仿真一下吗?此言差矣,我只是电路的搬运工,再说我也改了,也做对比,有点无耻了。不管怎么样,请看下图 图中把C1的1000uF电容去掉了,换成了U1B和其他电阻电容组成的积分电路,该电路的作用就是去电直流分量。从图中可以看到,波形依然没有变化,带宽也是一直,只是稍微宽一些。电容的总量也有1000uF变为2个100uF,少了800uF,而且体积变小了不少,可也以换成性能特好的钽电容,也不怕不怕热了。检测部门的大老爷们看了电路也微微点头,没有大电容的烦恼。 原理书里都说差不多了,电容隔直很简单,也很好理解。积分器可以简单说一下,交流信号经过积分后就为0了,所以输入信号经过积分电路及保留输入信号里的直流分量,再反馈到原运放的负端,形成负反馈,自然可以去掉直流分量,输出交流信号了。 虽然用积分电路代替电容,看似很麻烦,但是好处是实实在在的。毕竟仿真看来差距不大,但是要做实际电路,1000uF的电容和普通运放比起来,麻烦那可是大大的。特别是防爆环境的本安电路,不信你去问检测主检,不踢死你别来找我。 多说一句,美国人写的电子电路的书,都是一堆数学公式,神乎其神的感觉,抓不到摸不到。日本人写的电子电路的书,都是各种实际电路的图,有图有真相。完全是两种极端,但有相互补充。工程实践和理论学习同样重要,就像内功和招式缺一不可。以后会多些写理论和数学方面的文章,毕竟是本专业也不能忘了本啊。
  • 热度 3
    2014-6-30 00:47
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      前言:在《测量电子电路设计 - 模拟篇》中,作者讲述到一种超级伺服电路,不是很理解,遂查询相关资料验证,记录如下。 1 、要求 要求设计一种前置低噪声的放大器,输入阻抗 100k 欧,电压增益 60dB, 输出阻抗在 1 欧以下,增益频率特性是 DC~100kHz ,电源电压 +-15V, 最大输出电流是 +-10mA 以上,最大输出电压 +-10V 以上,输入换算噪声电压密度 5nV/ √ hz 。   2 、作者设计的电路如下:   两级同相放大,运放作者选择的是 NJM5534 ,在 Mul tisim 中没有这型号,我尝试用 NE5534 来代替,然而结果却是没有任何输出 . 这是什么原因呢?   真的没有输出哎,我纠结了。 无奈之下,我换运放,换成了 OP07 。结果好了。为了验证超级伺服电路的正确性,我往 200Hz ,10Vpp 的正弦波输入信号中加入了 10m V 的直流偏置,这时候,我是没有加入超级伺服电路的(第二级放大级下面断开了与伺服电路的连接)。仿真结果如下:   可以看出,由于直流偏置也同样的被放大 992 倍,然后输出饱和了。 接下来我们看看超级伺服电路的能力到底如何了: 嗯嗯,真的很完美,直流偏置果断被伺服电路清理得一干二净,如此我们可以推想,在实际电路中,伺服电路也可以把失调电压给消除,很好地放大交流信号的。   3 、考察完其电路性能后,我想知道这个电路的设计原理,于是得到了如下的资料: ( 1 )伺服的定义是: 伺服 是使物体的位置、方位、状态等输出被控量能够跟随输入目标(或给定值)的任意变化的自动控制系统。   ( 2 )、问题的提出:   尽管直流放大器有很多优点,然而输出端中点电位的漂移仍是其最大的致命伤,即使是再高级的放大器也难去除这个弊端,虽说“菱形差动电路”、“镜影对称电路”可算是比较有效的对策,但是毕竟金钱代价过高,一直等到伺服电路的出现,这个问题才勉强算解决,之所说是“勉强”是因为,用上伺服电路则使得直流放大器不能放大直流信号,这个好纠结。                                                                    ( 3 )、正相放大伺服电路 电路中包含两组滤波器, R1 和 C1 是被动式低通滤波器(什么是被动式), C2 和 R2 则是主动式低通滤波器,他们两个的任务都是把放大器输出端的极低频率成分检出,作为伺服信号。两个滤波器都是以 6dB /oct 的特性衰减高频。也许一开始你会以为是两组 RC ,而误以为是 12dB/oct, 实则不然。因为被动滤波器和米勒积分器的响应曲线是不一样的。     图 a 是米勒积分器的,它是有增益的, 故在 0dB 之上,图 b 是被动滤波器的,无增益,所以在 0dB 之下,那么只要令他们的截止频率相同即可合成 (c) 这样连续的响应曲线。所以 R1=R2 , C1=C2. 知识补充说明:     分频斜率(也称滤波器的衰减斜率)用来反映分频点以下频响曲线的下降斜率,用分贝 / 倍频程( dB/oct )来表示。它有一阶( 6 dB/oct )、二阶( 12 dB/oct )、三阶( 18 dB/oct )和四阶( 24 dB/oct )之分,阶数越高,分频点后的频率曲线斜率就越大。较常用的是二阶分频斜率。高阶分频器可增加斜率,但相移位大;低阶分频器能产生较平缓的斜率和很好的瞬态响应,但幅频特性较差。       oct 是 octave 的简写。用 log2 ( f2/f1 )求得。( log 以 2 为底。)所以从 50hz 到 200hz 是 log2(200/50)=2 个 oct 。那 200hz 处就是 2×10 + 0.02=20.02db   如此,我明白了超级伺服电路的原理了。
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