标签: 短路保护

见到一个很有趣的视频，是拿Tesla的模组来做短路实验的。 @ mbb_embed_qq 这个兄弟就拿着导线开始做打火实验了 V模组=24V 打火：这个打火的过程还是在视频里面更为直接 之后V=0，熔丝断开了 仔细看这个熔丝：这是之前连接好的情况 这些熔丝断的可干脆了，如下图所示，一路母线排全部给烧掉了 这个效果还是真的很直观的：模组的短时间的外短路，模组的所有电芯都都处于短路回路中，根据模组的电压、内阻与短路导线电阻计算，短路电流常达到3000~5000A。 不过按照P100D的狂暴模式的 516 cells per module That's 8,256 cells per pack a ~16% increase vs the 85/90 packs 模组里面采样线也有进一步的变化，由于要忍受更高电流，狂暴模式下，熔丝的粗细，进一步做优化 熔丝设计的熔断快慢，对打火的快慢和对外的伤害还有些差异，这个后面细致来核算下。

D类放大器（数字音频功率）是一种将输入模拟音频信号或PCM 数字信息变换成PWM（脉冲宽度调制）或PDM（脉冲密度调制）的脉冲信号,然后用PWM 的脉冲信号去控制大功率开关器件通/断音频功率放大器。D类放大或数字式放大器，是利用极高频率的转换开关电路来放大音频信号的，经常被用于高效率的音频放大器中。在高保真音响设备和更高档的家庭影院设备中，往往需要几十瓦甚至几百瓦的音频功率，这时，低失真、高效率的音频放大器就显得颇为重要，本文从实用角度出发，设计了一款低失真、高效率的音频放大器，与传统放大器相比，本放大器在效率、体积以及功率消耗方面具有明显的优势，它产生的热量小且为传统放大器的一半，其效率在78%以上，而传统的放大器效率仅在50%左右。 1 系统设计 1．1 总体设计分析 本系统由高效率功率放大器（D 类音频功率放大器）、信号变换电路、外接测试仪表组成，系统框图如图1 所示。 图1 系统方框图 1．2 D 类功放的设计 D 类放大器的架构有对称与非对称两大类， 在此讨论的D类功放针对的是对功率、体积都非常敏感的便携式应用，因此采用全电桥的对称型放大器，以充分利用其单一电源、系统小型化的特点。D 类功率放大器由PWM 电路、开关功放电路及输出滤波器组成，原理框图如图2 所示。 采用了由比较器和三角波发生器组成的固定频率的PWM电路，用输入的音频信号幅度对三角波进行调制，得到占空比随音频输入信号幅度变化的方波， 并以相反的相位驱动上下桥臂的功率管，使功率管一个导通时另一个截止，再经输出滤波器将方波转变为音频信号，推动扬声器发声。采用全桥的D 类放大器可以实现平衡输出，易于改善放大器的输出滤波特性，并可减少干扰。全桥电路负载上的电压峰峰值接近电源电压的2 倍，可采用单电源供电。实现时，通常采取2 路输出脉冲相位相反的方法。 图2 D 类音频功率放大器组成框图 【分页导航】 第1页： D类音频功率放大器组成 第2页： 基于LM311的双路比较电路 第3页： 驱动电路以及互补对称输出和低通滤波电路 第4页： D类功率放大器电路测试 2 硬件电路设计 2．1 原理分析 D 类功率放大器的工作过程是： 当输入模拟音频信号时，模拟音频信号经过PWM 调制器变成与其幅度相对应脉宽的高频率PWM 脉冲信号，控制开关单元的开/关，经脉冲推动器驱动脉冲功率放大器工作，然后经过功率低通滤波器带动扬声器工作。 2．2 比较器 比较器电路采用低功耗、单电源工作的双路比较器芯片LM311 构成。此处为提高系统效率，减少后级H 桥中CMOS 管不必要的开合， 用两路偏置不同的三角波分别与音频信号的上半部和下半部进行比较，当正端上的电位高于负端的电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。这样产生两路相互对应的PWM波信号给后级驱动电路进行处理，双路比较电路如图3 所示。 图3 比较器电路 此处值得注意的是将上半部比较处理为音频信号接比较器的负向端、三角波信号接正向端；下半部比较则相反，这样形成相互对应，在音频信号的半部形成相应PWM 波时，另半部为低电平，可保征后级H 桥中的CMOS 管没有不必要的开合，以减少系统功率损耗。电路以音频信号为调制波，频率为70kHz 的三角波为载波，两路信号均加上2．5V 的直流偏置电压，通过比较器进行比较，得到幅值相同，占空比随音频幅度变化的脉冲信号。 LM311 芯片的供电电压为5V 单电源，为给V＋＝V－提供2．5V的静态电位，取R10＝R11，R8＝R9，4 个电阻均取10kΩ。由于三角波Vp－p＝2V，所以要求音频信号的Vp－p 不能大于2V，否则会使功放产生失真。由于比较器芯片LM311 的输出级是集电极开路结构，输出端须加上拉电阻，上拉电阻的阻值采用1kΩ 的电阻。 【分页导航】 第1页： D类音频功率放大器组成 第2页： 基于LM311的双路比较电路 第3页： 驱动电路以及互补对称输出和低通滤波电路 第4页： D类功率放大器电路测试 2．3 驱动电路以及互补对称输出和低通滤波电路 如图4 所示。将PWM 信号整形变换成互补对称的输出驱动信号， 用CD40106 施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用9012 和9014 对管。 H 桥互补对称输出电路对VMOSFET 的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压小。因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRF9630 和IRFZ48N VMOS 对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图4 所示。本设计采用4 阶Butterworth低通滤波器。 图4 H 桥互补对称输出及低通滤波电路 对滤波器的要求是上限频率≥20kHz， 在通频带内特性基本平坦。互补PWM 开关驱动信号交替开启Q6 和Q8 或Q12和Q10，分别经两个4 阶巴特沃兹滤波器滤波后推动喇叭工作。 【分页导航】 第1页： D类音频功率放大器组成 第2页： 基于LM311的双路比较电路 第3页： 驱动电路以及互补对称输出和低通滤波电路 第4页： D类功率放大器电路测试 3 电路测试 3．1 调试步骤 1）通频带的测量：在放大器电压放大倍数为10，实测3dB 通带的上、下边界频率值。通频带测试时应去掉测试用的RC 滤波器。 2）最大不失真输出功率：放大倍数为10，输入1kHz 正弦信号，用毫伏表测量放大器输出电压有效值，计算最大输出功率Po－max。3）输入阻抗：在输入回路中串入10kΩ 电阻，放大器输入端电压下降应小于50%。 4）效率测量：输入1kHz 正弦波，放大倍数为10 时，使输出功率达到500mW，测量功率放大器的电源电流I（不包括测试用变换电路和显示部分的电流）。要求电源电压V 的范围为5×（1＋1%）V。效率为：500mW%V×I。 3．2 数据分析 根据以上的调试步骤测量，测得数据如表1、表2、表3、图5、图6 所示。 图5 展示了当输入信号的幅值不变，仅改变其频率，动态放大误差效果图。由图可知，对于频带以外的信号，系统的放大倍数与输出幅值有明显降低。对于当信号频率的升高导致EMI（电磁干扰）增强，可以利用低通滤波器降低干扰。 图5 误差放大（动态） 图6 最大不失真功率测试数据 功率放大器采用5V 电源， 前置放大器的放大倍数调到最大，适当的调节输入信号的幅值，改变其频率，测量其最大不失真输出功率及效率见图6。对于频带以外的信号，功率放大器的最大不失真功率有明显的降低。若要提高效率，可以降低载波频率，但输出电压的谐波成分及失真增加；若要使输出电压非线性失真减少，则需提高PWM 调制信号的频率。尽管高频干扰是D类功率放大器现今存在的主要问题，但其高效节能的优点，以越来越多的受到了人们的重视。 从上面的数据可知， 功放的效率和最大不失真输出功率与理论值还有一些差距，其原因有以下几方面： 1）在功放电路存在静态损耗。电路在静态下是具有一定的功耗，测试其5V 电源的静态总电流约为28mA，静态功耗为：P 损耗＝5×28＝140mW，则这部分的损耗对总的效率影响很大，且对小功率输出时影响更大。 2）功放输出电路的损耗，这部分的损耗对效率和最大不失真输出功率均有影响。H 桥的互补激励脉冲达不到理想同步，也会产生功率损耗。 3）滤波器的功率损耗，这部分损耗主要是由电感的直流电阻引起的，功率测量电路的误差。此外，还有测量仪器本身带来的测量误差。 【分页导航】 第1页： D类音频功率放大器组成 第2页： 基于LM311的双路比较电路 第3页： 驱动电路以及互补对称输出和低通滤波电路 第4页： D类功率放大器电路测试

通常，在电机驱动应用中需要很多不同类型的保护，包括保护功率晶体管、电机或系统的任何部件。变频器的电流保护是其中至关重要的一项。它不仅能预防对功率晶体管的任何潜在损坏，而且在发生故障或控制变得不稳定时能预防电机消磁。过流保护(OCP) 和短路保护(SCP)常常互换使用，但两者还是存在差别，我们将在本博文中探讨。 OCP和SCP的差别 简单来说，短路保护是过电流保护的一部分。图1表示不同电流保护之间的关系。 接地故障保护、臂短保护和相间短保护都属于短路保护。 图 1. 过流保护与短路保护比较 图2表示不同的短路模式和电流路径。如图2(a)所示，当电机绕组短接至电机壳体（通常接地）时，或者当电机电缆短接至接地时，则发生接地故障。图2(b)表示桥臂短路，指高侧IGBT和低侧IGBT同时意外导通并产生极高电流的情况。图2(c)表示相间短路，当不同相间的电机绕组短路时发生。所有三个示例中，电流幅度因电流路径（包括IGBT本身的）阻抗而受限。 图 2. 短路电流路径 如何设置 OCP点？ 无论面对什么类型的过流情况，如何设置保护电流大小都很关键。要解决这一问题，首先应识别系统中最脆弱的部件。在大多数情况下，IGBT将早于续流二极管受损，因为，当变频器将功率传递至电机时，更容易发生过流情况。那么，是否应该将OCP跳变值设为IGBT能够处理的最大电流？ 这取决于系统采用的控制方法。在伏特/赫兹控制中（广泛用于感应电机应用），启动时的电流值无法精确预测。另一方面，如果采用磁场定向控制这样的电流控制方法，则特定应用中电机的最大电流值是众所周知的。如图3所示，为此值添加一些裕量将成为OCP触发大小的良好参考点。例如，带FOC的电冰箱使用的永磁电机，其额定电流为1A rms，但是，在初始启动冷却期间，可承受120%的过载达10分钟。此情况下，最大峰值电流为1 A rms * 120% * Sqrt(2) = 1.7 A峰值。考虑电流控制过冲裕量，可选择+/- 2 A作为控制中的电流反馈范围。接着可将2.5 A设为OCP跳变点。即使在变频器电路中采用饱和电流为30 A的5 A IGBT，电流跳变点也不需要设为10 A或更高。高电流跳变点可能造成电机消磁。如果有固定时间的过载能力，可执行I 2 T保护来补充OCP。 图   3. OCP点与其它电流大小的关系 采用哪种保护方法？ 另一方面，SCP侧重于IGBT故障。Fairchild SPM®智能功率模块中的IGBT具备卓越的短路性能，但如果不能在几微秒内安全关断，仍可能受损。因此，应配置延迟时间固定在几微妙的硬件，而非通过软件实现。保护IGBT免受短路损坏的最常见方法是通过电流检测电阻感测负直流总线电轨上的电流，如图4(a)所示，并将压降前馈至栅极驱动器，以便后者同时软关断IGBT。在短路条件下关断IGBT可能造成过大电压尖峰和闭锁故障。而软关断是克服这些问题最为有效的方法。对于额定功率高于5 Hp的变频器，电流检测电阻的选择相当有限，而Fairchild的SPM 2系列产品采用感测IGBT，其中配备感测发射极引脚，载流仅为实际发射极电流的一小部分。三个感测发射极相连，使电流通过外部电流检测电阻，如图4(b)所示。压降以相似的方法前馈至栅极驱动IC。 图   4. 使用电流检测电阻进行短路保护 这些方法的缺点之一是无法检测接地故障电流，如图2(a)所示。只要总和不为零，软件可计算三相电流并识别接地故障。但响应速度可能不足以预防IGBT损坏。一个磁芯、一只正直流母线电轨上的电流检测电阻和去饱和保护也是可选接地保护方式。Fairchild可提供带不饱和保护功能的光电栅极驱动器。配备这些功能的器件有FOD8316、FOD8318和FOD8332等等。 总结 本文介绍了OCP和SCP的差别以及各种保护方案。为了满足应用要求，应精心选择合适的保护方法。 有关SPM产品的更多信息，请访问SPM登录页面： http://www.fairchildsemi.com.cn/spm/ 有关所有Fairchild电机控制产品的信息，请访问电机控制登录页面： http://www.fairchildsemi.com.cn/applications/motor-control/  

前面写过一篇文章， 《输出电路保护策略1》 这里需要补充一下： 智能功率开关内部都包含了3种不同模式的保护，包括电流限制保护、保护功率限制保护和芯片热保护三种。 短路保护图形分析： (1)电流限制保护：在硬电路阶段，当在负载电阻非常小的时候，整个电流非常大，内部的检测电流的电路发现这种状态以后，启动了限流电路以限定的最大电流IlimH输出，此时的温度逐渐上升，这也被称为硬短路保护。 (2)功率限制保护：当以最大的限制电流IlimH输出的时候，功率开关的结温会迅速上升，当结温上升至TR的时候，内部开启功率限制保护，此时的输出电压是时断时续的，整个输出电流可以等效为IlimH的脉宽调制；当然此时的等效功率还是要超过其散热功耗，因此开关的温度会继续上升。 (3)热保护：当智能功率开关内部温度上升到TSD的时候，开关进入热保护状态。此时开关立即关断，等待自然冷却；当开关管的温度降至TRS的时候，开关管重新开启，并且以限制电流IlimL的输出，直至温度再次上升至TSD。这种状态会持续下去，直到模块检测到状态。 需要注意的是，一般TSD是它的保护温度，一般数值的范围是150～200℃；TR是开关恢复正常工作的温度，在这个状态下，开关会按照正常的状态工作，它的数值为135℃；TRS是热保护的结束温度，降到这个温度以下，开关重新输出低限制电流IlimL，它比TR大1～5℃起到了一个滞环的作用。IlimH是高限制电流，通常和低限制电流IlimL相差2.5倍以上，它出现在开关的温度较低的时候，一旦超过了TR，IlimH是不允许输出的。 当模块发生硬短路的时候，模块会经历电流限制保护和功率限制保护状态，最后停留在热保护状态。当模块发生软短路的时候，温度会缓慢上升，首先尽力功率限制保护状态，如果温度上升则进入热保护状态。因此整个开关管不停在TSD和TRS之间关断和导通，如果不采取一定的措施而任由这种情况发生的时候，驱动芯片将处在一个很快的寿命折损状态。 对于输出的诊断策略而言，真正的短路是以热保护的形式表现出来的，我们判断在一定时间内（50ms～100ms）不断发现芯片在热保护状态，在这里可以使用单位时间内计算热保护脉冲输出的次数的方式进行判断。如果判断超过了一定阈值，则认为芯片发生了软短路或者硬短路，需要进行保护可通过单片机实现软件断开智能功率开关。接下来的核心问题就是，单片机已经通过诊断进入了输出的错误状态；模块会通过通信总线向显示设备输出故障报警的信号，通过它驾驶人员可以受到提醒去维修处理故障。接下来考虑的核心问题是如何从错误的状态返回至正常状态，并且评估这样的短路对于电子模块的驱动是否会产生破坏。

前段时间开发了一个产品，由单片机控制对负载供电，满负载时基准电流为800毫安，程序提供不同的供电模式，具体是由单片机输出一个PWM信号控制MOS管，从而按要求调整工作电流。我们知道MOS管导通时内阻非常小，我们所用的型号约为0.1欧姆的样子，这样正常工作时上面最大压降非常小，只有800毫安*0.1欧姆=0.08伏，上面的功率损耗为0.064瓦，对于电源控制来说是一种效果不错的器件。 虽然MOS管导通内阻非常小，但所流过的电流也有最大限制，如果电流过大，比如外接负载短路，同样会被烧毁。短路都是非正常工作状态，本来一开始我们并没有对产品进行短路保护考虑，在调试中一次意外让我们把开始考虑增加短路保护。当时装好一块新板，控制信号测试都已经正常，想看看接上负载的情况，当时图方便直接将负载的两条线用手按接在板上，结果一动导致这两点短路，“啪”的一声脆响，一团火花后是青烟袅袅，MOS管烧了。 通常短路保护都是使用保险丝，只要电流一大，保险丝就自动熔断。用保险丝的方法虽然简单，但需要增加成本，另外保险丝熔断需要一段时间，电流过大时就有可能出现保险丝还没熔断，器件已经被烧毁的情况。让我们先来看一下器件烧毁的原因，可以肯定是流过器件的电流过大，内部所发的热量无法及时传递出去，从而导致温度急剧升高，最后被烧毁。 注意这里我说的是电流过大，并不是说电压过高，这么说是想强调有时候虽然电压很高，但这个电压并不能产生持续的大电流，比如人身上的静电很容易就高达几千伏，这么高的电压并不能烧毁任何器件。究其原因就是人身上的静电虽然高，但可以通过接地的导体迅速释放掉，不能形成持续的大电流，放电过程释放的能量并不大，这个能量不足以烧毁器件。到这里我想大家应该明白了，器件的烧毁唯一的条件就是足够的能量释放在它上面，器件不能通过热传递将这些能量转移出去，温度急剧升高而烧毁。 既然可以用能量的观点来解释烧毁，那如果短路的时间非常短，虽然流过的电流很大，但时间更短，是不是就不会烧毁器件了呢？理论上分析这种想法是对的，只要我们能够检测出短路，而且一短路就能切断电源，器件就应该不会被烧毁。 因为产品所用的单片机有多余的ADC口，于是我们用多余的ADC口来检测电流，做法是在负载与地之间串联一个0.22欧姆的小电阻，用ADC检测这个电阻对地的电压。正常工作的满负载电流为800毫安，在这个电阻上的压降为800毫安*0.22欧姆=0.176伏，如果ADC口检测到的电压达到这个值的三倍，我们就认为短路发生，立即将MOS管的输出关断，每10毫秒检测一次该电压，发现电压超标就关断MOS管100毫秒。测试结果证明前面的假设正确，加上这样的处理后输出无论怎样短路，都不会烧毁MOS管，而且一旦短路消除可以迅速恢复输出。 说明：需要另外加一个电阻进行电流检测是我们用NMOS来控制电源输出，NMOS的导通内阻比PMOS要小，通常是接在负载的正端，如果直接利用NMOS管的内阻来检测电流会比较麻烦，用另外一个小电阻串接在负载的负端到地会更简便，只是效率会略有下降。 注释：静电损坏器件是击穿，和烧毁是两个概念，不要混淆在一起。