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如图一所示，在单端反激电源的实际运行中，交流（AC）输入电压经过整流桥（D IN1   到D IN4 组成）整流， 再由C IN   滤波后向单端反激变换器供电。在C IN 的电压V IN 是图二所示的粗黑色曲线波形。蓝色波形是输入的AC电压的正弦波形。 在图二中的参数T 1 是交流输入电源对C IN 的充电时间， T 2   是交流输入半周期的时间。f L 是交流输入的周期。 Fig.1 Fig.2 如图二所示，交流输入在T 1   时间内对C IN 充电，在T 2 -T 1 时间里电容C IN 独自对变换器供电。在这T2-T1时间里，在C IN 上面的电压就会由于放电而下跌到V DC_min   。 电容CIN的容值越大，CIN上电压下跌的幅值V DIP 就越小。根据如上分析，我们可以计算出V DC_min 和C IN 容值的关系表达式。 假设系统输入功率是P IN ，C IN 上电压从VDC_max下跌到VDC_min释放的能量是： 假设交流输入的线电压是V LINE   。 V DC_max   则可以用V LINE 表达为： 根据公式（1）和（2），我们可以计算出V DC_min 的表达式为： 由此可见，V DC_min 的大小和交流输入的线电压，交流频率，C IN 的容值，以及输入功率的大小都有关系。一般情况下， V LINE , P IN 和f L 都是已经确定的，这样C IN 的大小就决定了V DC_min 的数值。  

在单端反激电源的设计中，开关管的选择对变换器的正常工作有着直接的关系。  我们在设计单端反激电源的时候， 就需要对电路中主要的开关管做最基本的电压和电流应力分析。 如图一所示， 一个简化的单端反激变换器由如下元件组成， 输入电容C IN . 变压器T1， 输出整流管D1。蓝色方块里面的是包含着ESR 的输出电容的简单模型。输出负载用电阻RL来表示。M1是原端开关管。 R CS 是电流取样电阻。 Fig.1 图二描绘出了基本开关元件的电压和电流应力图。 我们假设电路运行在连续导通状态。 Fig.2 根据图二的波形，我们可以看到， 原边主开关管M1的电压应力是VIN+VO x(Np/Ns）。副边整流二极管的反向电压峰值可以达到VO+VIN x(Ns/Np）。 所以， 我们在选择电路中主要开关元件的时候， 需要考虑到变压器的变比的选择。 在实际运用中， 如图一显示， 变压器T1包含有漏感，和激磁电感。 变压器漏感的能量会和主开关管M1的节间电容发生谐振。这样， 在M1的漏极和原极产生的电压峰值，会远远大于理论分析得到的VIN+VO x(Np/Ns）。同理，在副边整流二极管反向电压也会由于漏感的谐振， 在D1上面产生比较大的谐振电压。 我们下面就针对这个做点详细的分析。 Fig.3 Fig.3 如图三所示，在实际运用中， 最大原边主开关管M1 的VDS可以被简单描绘成蓝色的波形。当副边二极管导通时候，输出电压VO会被变压器折算到原边。折算到原边的电压是VOx(Np/Ns)。Vinmax是最大输入电压。 V OSC 是漏感和M1输出电容谐振产生的谐振电压。BVDSS是M1最大漏极到源极的所能承受的电压。BVDSS必须高于三者叠加起来之合的15% 到20%，才能保证M1在系统稳态和动态运行时候， 仍然安全而没有被损坏的可能。 相关链接：  设计工具 支持 http://www.fairchildsemi.com.cn/support/ 设计工具 http://www.fairchildsemi.com.cn/support/design-tools/  

当系统运行在稳态负载的时候， 输出的电压主要取决于其纹波状态。 在负载做动态变化的时候，输出电压会出现超调现象。这个超调现象包括向上的过压和往下的欠压状态。这个超调现象和输出电容特性有很大的关联。 图一显示了一般情况下的电容等效电路。 Fig. 1 如图一所示， R C 是电容的寄生电阻，L C 是电容的寄生电感， C是电容自身的容值。如果有突变电路从电容C上面流过， 在R C 和L C 上面，都会产生压降。如果这样的电容接在输出端， 在负载发生动态变化的时候，比如说负载变大，由于变换器自身反应速度限制，多余的电流就要由输出电容提供。 这样， 在R C ， L C   和C上面产生的压降就会造成输出电压的欠压现象。 下面我们分析这几个参数对输出电压的影响。 Fig. 2 如图二所示，在输出电流从IO1变化到IO2时，输出电压从VO1最终变化到稳态的VO2。其中，电流变化的速率是 （IO2-IO1）/∆t， 这样的电流变化， 可以在电容的寄生电感上产生V1大小的电压。电流变化的速率越大， V1的幅值就越大。 V2是变化的电流在寄生电阻上产生的压降。 它的形状和电流的变化是相似的。 当电流稳定后， V1就会消失。 于是， 我们可以看到， 输出的电压会回调一部分。 其幅值是V1。 V4是电容C冲放电产生的电压变化。这个变化纯粹是容性变化。所以，它的变化呈现正弦波的特性。 最后，当变换器相应做出调整后，输出电流IO2完全由变换器来提供了。这样， 输出电压也就稳定了。 如图二所示， 输出电容的L C 和R C 都非常重要。L C 的大小决定了开始时候输出电压的下降幅值。与此同时，R C 的压降和L C 产生的电压叠加， 使输出电压进一步下跌。 这些因素都可能会使输出电压发生超调现象。 这些状况都是要在设计时候尽量避免的。 如图二中，V4是由纯电容的冲放电所造成的。 所以， 我们选择电容的时候， 其容值也是我们要考虑的重要因素之一。 容值太小， 会造成输出电压进一步下滑。 这样的现象也是我们要避免发生的。 相关链接: 设计工具 支持 http://www.fairchildsemi.com.cn/support/ 设计工具 http://www.fairchildsemi.com.cn/support/design-tools/  

在单端反激电源的设计中，输出电压文波的要求决定了输出电容的选择。我们现在就针对这个设计做个比较详细的分析。 如图一所示， 一个简化的单端反激变换器由如下元件组成， 输入电容C IN . 变压器T 1 ， 输出整流管D 1 。蓝色方块里面的是包含着ESR的输出电容的简单模型。输出负载用电阻R L 来表示。M 1 是原端开关管。 R CS 是电流取样电阻。 Fig. 1 这样如下电气参数的波形可以表示为： Fig. 2 如图2所示， 其实输出电压的组成包括了在电容ESR上面的压降和电容冲放电所引起的电压变化。为了降低输出电压的纹波， 我们要选择ESR比较小的大电容。 但是我们知道， 电解电容的容值虽然比较大，它的ESR一般比较大。 这样， 即使我们使用了容值比较大的电解电容， 我们的输出文波也是有可能比较大的。 因此， 我们在选择输出滤波电容的时候， 不仅仅要考虑输出电容的容值， 其ESR的大小也是我们要考虑的重要因素之一。 有时候，为了降低输出的电压纹波，我们把数个电解电容和瓷片电容一起并联，用来降低等效电阻ESR和加大容值。 如图三所示，C2和C3都是并联上去的电容。 Fig.3 但是，过多的并联电容， 会使整个变换器的造价上升。 为了不大幅增加变换器的成本，我们也可以加上第二级滤波器， 如图4所示。 Fig.4 如图四所示， 1是第一级滤波，它是由电容组成的。 2是第二级LC滤波电路。 有了这第二级LC滤波电路，输出电压纹波可以被大幅度减少，同时， 变换器的成本也不会有太多的增加。 相关链接: 设计工具 支持 http://www.fairchildsemi.com/support/ 设计工具 http://www.fairchildsemi.com/support/design-tools/  

8a. 原边RCD电路的设置 详细说明了单端反激变换器的原边的RCD电路的设置参数和使用情况 8b. 副边边RC缓冲电路的设置 8c.交流输入电路的设置 说明了交流输入电路的参数范围和使用情况。 9.单端反激变换器的效率 详细说明了单端反激变换器的效率情况，并且画出了主要器件的损耗情况。 相关链接: 设计工具 支持 http://www.fairchildsemi.com.cn/support/ 设计工具 http://www.fairchildsemi.com.cn/support/design-tools/