标签: 共模抑制

模数转换器(ADC)的种类繁多，我们总是很难弄清哪种ADC才最适合既定应用。数据手册往往会使问题变得更加复杂，许多技术指标都以无法预料的方式影响着性能。 选择转换器时，工程师通常只关注分辨率、信噪比(SNR)或者谐波。这些虽然很重要，但其他技术指标同样举足轻重。 分辨率 ，可能是最易被误解的技术指标，它表示输出位数，但不提供性能数据。部分数据手册会列出有效位数(ENOB)，它使用实际SNR测量来计算转换器的有效性。一种更加有用的转换器性能指标是噪声频谱密度(NSD)，单位为dBm/Hz或HznV。NSD可以通过已知的采样速率、输入范围、SNR和输入阻抗计算得出(dBm/Hz)。已知这些参数，便可选择一款转换器来匹配前端电路的模拟性能，这种选择ADC的方法比仅仅列出分辨率更有效。 许多用户还会考虑杂散和谐波性能，这些都与分辨率无关，但转换器设计人员一般要调整他们的设计，使谐波与分辨率相一致。 电源抑制(PSR) 测量电源纹波如何与ADC输入耦合，显现在其数字输出上。如果PSR有限，相对于输入电平，电源线上的噪声将仅会受到30至50 dB的抑制。 一般而言，电源上的无用信号与转换器的输入范围相关。例如，如果电源上的噪声是20 mV rms ，而转换器输入范围是0.7 Vrms，，则输入上的噪声是–31 dBFS。如果转换器的PSR为 30 dB，则相干噪声会在输出中显现为一条–61 dBFS谱线。在确定电源将需要多少滤波和去耦时，PSR尤其有用，PSR在医疗应用或工业应用等高噪声环境中非常重要。 图1. 共模抑制(CMR) 测量共模信号存在时所引起的差模信号。许多ADC采用差分输入来实现对共模信号的高抗扰度，因为差分输入结构本身能抑制偶数阶失真产物。 与PSR一样，电源纹波、接地层上产生的高功率信号、混频器和RF滤波器的RF泄漏以及能够产生高电场和磁场的应用会引入共模信号，虽然许多转换器未规定CMR，但他们通常具有50至80 dB的CMR。 时钟相关技术指标 ，尽管比较重要，但并不总是作出规定，而且可能难以确定。 图2. 输入时钟与采样噪声的关系 时钟压摆率 是实现额定性能所需的最小压摆率。多数转换器在时钟缓冲器上有足够的增益，以确保采样时刻界定明确，但如果压摆率过低使得采样时刻很不确定，将产生过量噪声。如果规定最小输入压摆率，用户应满足该要求，以确保额定噪声性能。 孔径抖动 是ADC的内部时钟不确定性。ADC的噪声性能受内部和外部时钟抖动限制。 在典型的数据手册中，孔径抖动仅限转换器。外部孔径抖动以均方根方式与内部孔径抖动相加。对于低频应用，抖动可能并不重要，但随着模拟频率的增加，由抖动引起的噪声问题变得越来越明显。如果不使用充足的时钟，性能将比预期要差。 除由于时钟抖动而增加的噪声以外，时钟信号中与时钟不存在谐波关系的谱线也将显现为数字化输出的失真。因此，时钟信号应具有尽可能高的频谱纯度。 孔径延迟是采样信号的应用与实际进行输入信号采样的时刻之间的时间延迟。此时间通常为纳秒或更小，可能为正、为负或甚至为零。除非知道精确的采样时刻非常重要，否则孔径延迟并不重要。 转换时间和转换延迟 是两个密切相关的技术指标。转换时间一般适用于逐次逼近型转换器(SAR)，这类转换器使用高时钟速率处理输入信号，输入信号出现在输出上的时间明显晚于转换命令，但早于下一个转换命令。转换命令与转换完成之间的时间称为转换时间。 转换延迟通常适用于流水线式转换器。作为测量用于产生数字输出的流水线（内部数字级）数目的技术指标，转换延迟通常用流水线延迟来规定。通过将此数目乘以应用中使用的采样周期，可计算实际转换时间。 唤醒时间 ，为了降低功耗敏感型应用的功耗，器件通常在相对不用期间关断，这样做确实可以节省大量功耗，但器件重新启动时，内部基准电压源的稳定以及内部时钟的功能恢复都需要一定的时间，此时转换的数据将不满足技术指标。 输出负载 ，同所有数字输出器件一样，ADC，尤其是CMOS输出器件，规定输出驱动能力。出于可靠性的原因，知道输出驱动能力比较重要，但最佳性能一般是在未达到完全驱动能力时。 在高性能应用中，重要的是，将输出负载降至最低，并提供适当的去耦和优化布局，以尽可能降低电源上的压降。为了避免此类问题发生，许多转换器都提供LVDS输出。LVDS具有对称性，因此可以降低开关电流并提高总体性能。如果可以，应该使用LVDS输出以确保最佳性能。 未规定标准 ，一个至关重要的未规定项目是PCB布局。虽然可规定内容的不多，但它会显著影响转换器的性能。例如，如果应用未能采用充足的去耦电容，就会存在过多的电源噪声。由于PSR有限，电源上的噪声会耦合到模拟输入中，并破坏数字输出频谱，如图4所示。 图4a. 电容与性能 图4a. 电容与性能

模数转换器(ADC)的种类繁多，我们总是很难弄清哪种ADC才最适合既定应用。数据手册往往会使问题变得更加复杂，许多技术指标都以无法预料的方式影响着性能。 选择转换器时，工程师通常只关注分辨率、信噪比(SNR)或者谐波。这些虽然很重要，但其他技术指标同样举足轻重。 分辨率 ，可能是最易被误解的技术指标，它表示输出位数，但不提供性能数据。部分数据手册会列出有效位数(ENOB)，它使用实际SNR测量来计算转换器的有效性。一种更加有用的转换器性能指标是噪声频谱密度(NSD)，单位为dBm/Hz或HznV。NSD可以通过已知的采样速率、输入范围、SNR和输入阻抗计算得出(dBm/Hz)。已知这些参数，便可选择一款转换器来匹配前端电路的模拟性能，这种选择ADC的方法比仅仅列出分辨率更有效。 许多用户还会考虑杂散和谐波性能，这些都与分辨率无关，但转换器设计人员一般要调整他们的设计，使谐波与分辨率相一致。 电源抑制(PSR) 测量电源纹波如何与ADC输入耦合，显现在其数字输出上。如果PSR有限，相对于输入电平，电源线上的噪声将仅会受到30至50 dB的抑制。 一般而言，电源上的无用信号与转换器的输入范围相关。例如，如果电源上的噪声是20 mV rms ，而转换器输入范围是0.7 Vrms，，则输入上的噪声是–31 dBFS。如果转换器的PSR为 30 dB，则相干噪声会在输出中显现为一条–61 dBFS谱线。在确定电源将需要多少滤波和去耦时，PSR尤其有用，PSR在医疗应用或工业应用等高噪声环境中非常重要。 图1. 共模抑制(CMR) 测量共模信号存在时所引起的差模信号。许多ADC采用差分输入来实现对共模信号的高抗扰度，因为差分输入结构本身能抑制偶数阶失真产物。 与PSR一样，电源纹波、接地层上产生的高功率信号、混频器和RF滤波器的RF泄漏以及能够产生高电场和磁场的应用会引入共模信号，虽然许多转换器未规定CMR，但他们通常具有50至80 dB的CMR。 时钟相关技术指标 ，尽管比较重要，但并不总是作出规定，而且可能难以确定。 图2. 输入时钟与采样噪声的关系 时钟压摆率 是实现额定性能所需的最小压摆率。多数转换器在时钟缓冲器上有足够的增益，以确保采样时刻界定明确，但如果压摆率过低使得采样时刻很不确定，将产生过量噪声。如果规定最小输入压摆率，用户应满足该要求，以确保额定噪声性能。 孔径抖动 是ADC的内部时钟不确定性。ADC的噪声性能受内部和外部时钟抖动限制。 在典型的数据手册中，孔径抖动仅限转换器。外部孔径抖动以均方根方式与内部孔径抖动相加。对于低频应用，抖动可能并不重要，但随着模拟频率的增加，由抖动引起的噪声问题变得越来越明显。如果不使用充足的时钟，性能将比预期要差。 除由于时钟抖动而增加的噪声以外，时钟信号中与时钟不存在谐波关系的谱线也将显现为数字化输出的失真。因此，时钟信号应具有尽可能高的频谱纯度。 孔径延迟是采样信号的应用与实际进行输入信号采样的时刻之间的时间延迟。此时间通常为纳秒或更小，可能为正、为负或甚至为零。除非知道精确的采样时刻非常重要，否则孔径延迟并不重要。 转换时间和转换延迟 是两个密切相关的技术指标。转换时间一般适用于逐次逼近型转换器(SAR)，这类转换器使用高时钟速率处理输入信号，输入信号出现在输出上的时间明显晚于转换命令，但早于下一个转换命令。转换命令与转换完成之间的时间称为转换时间。 转换延迟通常适用于流水线式转换器。作为测量用于产生数字输出的流水线（内部数字级）数目的技术指标，转换延迟通常用流水线延迟来规定。通过将此数目乘以应用中使用的采样周期，可计算实际转换时间。 唤醒时间 ，为了降低功耗敏感型应用的功耗，器件通常在相对不用期间关断，这样做确实可以节省大量功耗，但器件重新启动时，内部基准电压源的稳定以及内部时钟的功能恢复都需要一定的时间，此时转换的数据将不满足技术指标。 输出负载 ，同所有数字输出器件一样，ADC，尤其是CMOS输出器件，规定输出驱动能力。出于可靠性的原因，知道输出驱动能力比较重要，但最佳性能一般是在未达到完全驱动能力时。 在高性能应用中，重要的是，将输出负载降至最低，并提供适当的去耦和优化布局，以尽可能降低电源上的压降。为了避免此类问题发生，许多转换器都提供LVDS输出。LVDS具有对称性，因此可以降低开关电流并提高总体性能。如果可以，应该使用LVDS输出以确保最佳性能。 未规定标准 ，一个至关重要的未规定项目是PCB布局。虽然可规定内容的不多，但它会显著影响转换器的性能。例如，如果应用未能采用充足的去耦电容，就会存在过多的电源噪声。由于PSR有限，电源上的噪声会耦合到模拟输入中，并破坏数字输出频谱，如图4所示。 图4a. 电容与性能 图4a. 电容与性能

　　仪表放大器是在有噪声的环境下放大小信号的器件。它利用的是差分小信号叠加在较大的共模信号之上的特性，能够去除共模信号，而又同时将差分信号放大。仪表放大器的关键参数是共模抑制比，这个性能可以用来衡量差分增益与共模衰减之比。 　　典型的被测信号可以是生物信号，如心电图（ECG）信号或者是来自诸如惠斯登电桥等传感器的微弱信号。由于这些信号源常常具有几千欧姆或更高的输出阻抗，因此仪表放大器需要具有很高的输入阻抗（典型数值在千兆欧姆级）。此外，由于仪表放大器往往要驱动输入阻抗很低的后级电路，如A/D转换器等，因此要求仪表放大器的输出阻抗很低。仪表放大器工作频率通常在直流到1 MHz之间，而在MHz级的速度下，输入电容比输入电阻更为重要，因此这类应用要考虑使用差分放大器。这种差分放大器输入阻抗较低，但速度要快很多。 　 　常见仪表放大器 　　差动放大器 　　差动放大器不是仪表放大器，但是有时可以用在仪表放大器的场合。其电路只需一个运算放大器，如图1所示。在对高输入阻抗或者增益没有苛刻要求的场合，使用它是很方便的。 　　该电路的传递函数为： 　　Vout=R1/R2(VA-VB) 　　这一传递函数是在理想运算放大器和理想电阻器匹配条件下得出的。然而，当电阻不完全匹配时，同相放大电路和反相放大电路的传递函数不相等，就会有共模信号泄露出来。以0.1%的电阻匹配误差为例，最差情况下CMRR为54 dB，即10 V的共模信号会产生20 mV的输出误差。 　　差动放大器的优点是结构简单，最主要的缺点是输入阻抗很低。由于增益由R1/R2决定，因此需要在高增益和高输入阻抗间做出折中。此外，将信号分压变小后再进行放大（如同相通路），并不是获得良好噪声性能的方法。对于反相通路而言，加入了额外的电阻，并且反相放大电路的噪声增益总比信号增益高。提高输入阻抗就要求增加电阻的数值，这样将会产生更多的噪声。最后，共模抑制比也受到限制。为了改善这些缺点，第一步是对输入进行缓冲，这样就解决了输入阻抗的问题，如图2所示。 　　在对输入进行缓冲的同时，如果引入一些增益，除了可以得到高阻抗，还会产生很好的噪声性能，如图3所示。   　　电路中差动放大器的噪声仍然存在，但折算到输入端时噪声要除以第一级的增益。由于可以使用阻值非常小的电阻器，因此第一级的噪声可以做得非常低，而且不影响输入阻抗。这种结构的另外一个好处是在高增益时有较宽的带宽。原因是电压反馈放大器具有一定的增益带宽乘积，通过把增益分散到两级放大器，可使每一级的增益比较低，降低差动放大器级的增益，从而不会被增益带宽乘积所限制。然而还有一个没解决的问题就是共模抑制比。图3的电路将共模信号和差分信号都放大了，而所有的共模抑制都在差分放大级实现，因此，很容易超过第一级的输入电压范围。 　 　三运放仪表放大器 　　将图3中第一级放大电路中的接地点去掉来解决共模抑制的问题，从而构成三运放结构仪表放大器，如图4所示。 　　第一级电路让共模信号有效地通过，没有任何放大或衰减，第二级差动放大器将共模信号去除。由于额外提升了差分增益，虽然电阻器的匹配状况并没有改善，但是系统的有效共模抑制能力却得到了增强。在实际应用中需要注意： 　　1）必须在第一级提供增益； 　　2）系统的共模抑制不是由前两个放大器的共模抑制比性能决定的，而是取决于两个共模抑制的匹配程度。然而双运算放大器从来不会给出这一指标，因此选择时必须要求CMRR性能指标比需要的目标性能指标至少好6 dB； 　　3）如果电阻器有某些对地的泄露通路，CMRR指标就会降低； 　　4）仪表放大器前面的元件要尽可能设计得平衡。如果仪表放大器同相通路中低通滤波器和反相通路中低通滤波器具有不同截止频率，系统的CMRR特性将会随着频率的升高而降低。 　　对于仪表放大器的第一级，每个运算放大器都要保持其两个电压输入端的电压相同。图4中R4两端的差分电压应当和两个输入端的电压相同，这个电压产生一个电流，流过电阻器R3并产生了放大器的增益。 　 　三运放仪表放大器通常会遇到的问题有： 　　1）这一结构放大差分信号，然后去除共模信号。两级电路之间的中间节点载荷着大约一半的差分信号再加上共模信号。须确保这个信号处于运放的工作范围之内。当改变输入电压的共模成分时，如果看到类似于饱和的现象，则应首先检查这里。 　　2）流过R4的电流。当把仪表放大器的增益设置得很高时，R4就会很小，这意味着差分电压很大的时候，R4上产生的电流也会相当大。需要检查这种情况对系统是否有负面作用。 　　3）反馈通路中的电容。反馈通路的走线应尽可能地短，反馈通路过大的电容在高频时会使共模抑制比性能降低。 　 　两运放仪表放大器 　　如果不需要三运放结构如此高的性能，可使用两运放结构进行简化。这种结构的主要优点是结构简单，它只需要两个运算放大器和四个电阻器，如图5所示。由于很少有包含三个运放的器件，因此三运放结构通常需要使用一个四运放器件。而多余的一个运放需要消耗更多的功率，所以两运放结构在能耗方面也会更低。此外，和三运放结构一样，两运放结构电路也具有很高的输入阻抗。但是两运放仪表放大器的性能要差一些，通过计算分析，这种结构的共模抑制比对电阻器阻值变化的灵敏度比差分放大器结构略高一些。最坏情况下，对于0.1%的电阻器匹配条件下的CMRR不是54 dB，而是50.5 dB。与三运放仪表放大器不同的是这个CMRR数值不随增益的增加而改善。由于两个通路不平衡，同相通路信号的频率响应与反相通路信号不同。由于反相通路要通过两级电路而不是一级电路，因此在反相通路中出现了一个相位延迟，并且压摆率和带宽特性也会不同，其噪声性能也会差一些。 　 　两运放仪表放大器常见的问题是： 　　1）由于第一级的输出电压即放大了的输入电压，其中包括共模电压，因此需要注意第一级的输出电压； 　　2）由于两运放仪表放大器的CMRR对于电阻的匹配情况极为敏感，因此需要注意电阻器的匹配； 　　3）高频性能。因此，对于这三种结构来说：差动放大器 这种放大器很好，也很简单，只需要一个运算放大器和四个电阻器。然而，它的输入阻抗与所选电阻器的数值有关，而且噪声和CMRR的性能也较差。 　　4）三运放仪表放大器 第一级电路提供高输入阻抗。当我们在第一级电路中引入增益时，还提高了噪声和CMRR的性能。 　　两运放结构仪表放大器 这种电路结构比三运放结构简单得多，并且也具有很好的输入阻抗特性。然而，其噪声和CMRR性能不能随着增益的增加而改善。 　　 实例分析：混合设计 　　如果已经找到了基本符合要求的仪表放大器，但某一指标无法满足需求，此时可以利用现有仪表放大器加上辅助电路达到目的。 　　噪声是仪表放大器的一个重要指标，现在很多运放都具有非常低的噪声系数，如果要求更低的噪声，则可以采用分立设计方法构建仪表放大器。然而这需要花费很大的精力来设计、布局和调试，而得到的共模抑制比又低于单芯片仪表放大器。图6所示的混合设计节省了设计时间和电路板空间，同时得到了与单芯片仪表放大器同样好的共模抑制性能。 　　这里所示的混合设计分为三级：运放组成的前置放大器，后面是仪表放大器。每一级的噪声都比前一级大，然而，由于为每一级都分配了增益，所以各级对系统最后的噪声没什么影响。如果用一个2.61 K的电阻将AD8221的增益设定为20，也可以将所有的增益都放在前置放大级，而使AD8221的增益为1。而AD8599的增益带宽积为10MHz。如果将总的增益都放在第一级，那么其带宽将会被限制在20 kHz。在两个元件之间分配增益，得到总带宽大约为300 kHz。