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DC-DC转换器的创新“同步整流式” 电源的效率提升就类似于生活费的精打细算，尽可能地买便宜货减少花销，就相当于采用尽可能高效的元件和电路来降低损耗。不过，电源的设计并非“非黑即白”，还是要综合考虑性能、可靠性、成本等因素。近年来，业界开发出了效率解决95%的DC-DC转换器。实现了这种革命性高效的技术之一是称为“同步整流”的电路形式。让我们以降压转换器为例，简单地介绍一下它的原理。 如同本系列第3篇介绍的一样，降压转换器的开关元件为ON时，扼流线圈会储蓄能量，开关元件为OFF时，扼流线圈会放出能量。此时，因为二极管（导流二极管）的原因，电流的流行会保持单向。（见下图）。不过，二极管在开关时会有大电流经过，因此损耗相当大。并且，电路高速化所伴随的低压化也是二极管难以支持的，因此二极管被替换成了低电阻的功率MOSFET。功率MOSFET可作为开关元件，而同步整流式的降压转换器会通过控制集成电路，让功率MOSFET构成的2个开关同步。 所谓同步整流，就类似T形路口在没有信号灯的情况下，让汽车流畅通行的一种方式。如果有2个方向的汽车相撞就会导致阻塞和事故。不过，如果能巧妙地进行管控，让汽车以合适的时机通行，就能防止阻塞和事故。同步整流就是以类似的思路，让2个功率MOSFET开关在巧妙的时机进行ON/OFF操作。凭借这种电路形式，DC-DC转换器的效率大幅超过了以前的电路，且实现了无需散热板的小型化。此外，这对电池使用时间的延长也很有效果，因此被大量用于移动设备的小型高效DC-DC转换器。 减少热损耗和噪声的“软开关”设计思路 同步整流电路还采用了“软开关”的思路。这是因为普通的开关（硬开关）总会不可避免地产生损耗。因为开关的缘故，电压和电流的波形会从方形变为台状，ON/OFF切换时的波形会部分重叠，造成开关损耗。用来减少这种重合的技术称作“软开关”。这种技术会在电压和电流为0时，进行ON/OFF切换。 它设置了一个中间的“停滞时间”，让2个功率MOSFET开关不会同时为ON，从而巧妙地进行同步。此外，如果巧妙地切换电压和电流波形的相位（phase）使其错开，也能减少重合造成的损耗。这种技术称作“相移”。软开关存在多种电路设计。这种技术的亮点是通过少量元件就能很好地控制电压和电流。 上述的降压转换器属于非绝缘型DC-DC转换器，但变压器用的绝缘型DC-DC转换器也采用了同步整流式设计。图中所示的是反激式转换器的简易同步整流电路示例。和通常的反激式转换器不同的是，变压器负载端设有辅助线圈，并连接了功率MOSFET（Q2）。变压器电源端的功率MOSFET（Q1）的开关为OFF时，变压器核心储蓄的能量会被放出，辅助线圈中产生电压（介电电力），只有功率MOSFET（Q2）的电闸会被推动。同步整流电路的优点是只需低成本就能实现。 虽然实现了令人瞠目的高效，但开关式电源也有难缠的缺点。那便是开关切换产生的高频噪声。电源除噪的对策将在以后的文章中介绍，但这里要说的是，软开关的优点正是开关损耗和噪声都较少。因此，它作为尖端电源技术而广受关注，且在近年来迅速发展。 来源：TDK

　 　1 引言 　　目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重EMI，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术 ，但这些方法还不能真正走向实用。 　　文献 介绍了用谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题，文献 介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。在分析文献 的基础上，本文设计出了一种适用单极倍频SPWM 软开关DC/AC变换器电路。 　　 2 单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路 　　2.1 主电路结构 　　图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2电感Lr1，Lr2，其中电容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，电感Lr1=Lr2，大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关(ZVS)创造了条件。 图1 主电路结构 图2 主电路主要工作波形 　　 2.2 软开关的实现原理 　　以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流io连续。 　　 1）工作模式1（t0－t1时间段） 　　在这一时间段中S1及S3导通，S2及S4关闭，iLr1从电源ED的正极经过S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的负极并逐渐增大；同时电容CE1经过S3，Cr2，Lr2继续放电，放电电流iLr2继续上升，在t1时刻iLr2达到最大，即 iLr2(ωt1)=αIomsinωt1－ (1－α 2 sin 2 ωt1)（1） 　　式中：α为调制比；Iom为负载电流最大值，Iom=ED/RL；ω=2πfc，fc为载波频率。 　　对应的等效电路拓扑见图3（a）。 　　 2）工作模式2（t1－t2时间段） 　　在此时间段，功率管S1继续导通，iLr1继续增大。t1时刻S3关断，集电极电流i3从开关管S3转换到缓冲电容C3，为C3充电，C3上的电压从零开始上升，S3实现零电压关断；同时，存储在C4上的能量通过Cr2，Lr2,CE2回路放电，其等效电路拓扑如图3(b)。从图可看出，C3充电回路与C4放电回路参数相同。因此，在t=t2时刻，vC3=ED，vC4=0。充放电时间t21为 t21=t2－t1= （2） 　　 3）工作模式3（t2－t3时间段） 　　在t=t2时刻D4导通，为循环电流iL2的续流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的触发信号到来，S4实现零电压开通。其等效拓扑如图3(c)所示。 　　 4）工作模式4（t3－t4时间段） 　　在t3时刻S4零电压开通。循环电流iL2继续通过D4续流，在t4时刻续流完毕。续流时间t41为 t41=t4－t1=－ （3） 　　其等效电路拓扑如图3(d)。 　　 5）工作模式5（t4－t5时间段） 　　t4时刻后，S4的集电极电流从零开始上升。电源ED为负载提供能量。其等效电路拓扑如图3(d)。 (a) t0－t1 (b) t1－t2 (c) t2－t3 (d) t3－t4 图3 各种模式下的等效电路拓扑 　　在t5时刻，S1关断，缓冲电容C1的存在，S1实现零电压关断。t5时刻之后，电路进入开关周期的下半周期，其工作模式同上。 　　 2.3 电路特性讨论 　　1）主电路中不需要任何电压/电流检测装置来实现开关管软开通。 　　2）由于开关管实现软开关，所以逆变器的输出电压波形不会因为死区时间td的存在而发生畸变。 　　3）不会因为同一桥臂的两个二极管的反向恢复电流而导致桥臂直通。 　　4）控制电路采用单极倍频电压控制信号，主电路在一个周期中各个时间段过渡时，仅有一个开关管的状态发生改变，这就降低了在产生一定的脉波数时开关的动作次数，或者说用同样的开关频率可以把输出电压中脉波数提高一倍，这对减小开关损耗，提高逆变器的工作效率都是有好处的。 　　5）在主电路的SPWM输出电压波形中，正向只有正电压脉冲，负向只有负电压脉冲，这对减小输出滤波参数，提高输出波形质量是有好处的。 　　由于单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器的超前桥臂控制信号与滞后桥臂的控制信号相差180°，所以超前臂的开关动作与滞后臂相对独立。这为各桥臂上的驱动信号相差120°的，三相逆变器电感换流调频软开关技术的进一步研究，打下了较好的基础。 　　 3 主要参数设计 　　3.1 电感Lr1(Lr2)的设计 　　由2.3的分析知 ≥td（4） 　　将式（1）代入式（4）并整理有 Lr2≤(1－α)(1＋α－4fctd) （5） 　　 3.2 电容Cr1(Cr2)的设计 　　由2.2的工作过程分析可知，在缓冲电容C3及C4充放电时间很短的情况下，图1等效拓扑如图4所示。 图4 等效电路拓扑 　　根据等效拓扑，有式（6）成立 di3/dt=（ED－vCr2）/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2(6) 　　进一步得到i3的最大值为 i3max=ED/4fcLr2（1＋1/48fc2Lr2Cr2）(7) 　　由式(7)可知，为了尽可能最大限度向负载传输能量，集电极电流i3应尽可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小谐振阻抗太大，续流时间太长，将影响驱动信号，开关管的占空比将严重丢失，输出功率降低。为兼顾二者，在实际中一般取1/48fc2Lr2Cr2≤0.1，所以 Cr2≥5/24fc2Lr2（8） 　　 3.3 缓冲电容C1(C2，C3，C4)的设计 　　当缓冲电容C1太大时，充放电时间常数较长，若充放电时间大于死区时间td，将产生桥臂直通现象。为确保此现象不发生，所以缓冲电容取值不能太大。 　　由式（2）有 ≤td（9） 　　当sinωt=1时iL2最小，式（9）的左边最大，将式（1）代入（9）有 C1≤td （10） 　　 4 实验波形及结语 　　依据上述分析和参数设计，以图1为主电路进行了实验。具体线路参数为：开关频率f=12.5kHz，主功率管选用1MBH60D-100型号的IGBT，调制比α=0.8，缓冲电容C1=C2=C3=C4=18nF，Cr1=Cr2=16.7μF，Lr1=Lr2=80μH，Lf=1.0mH，Cf=18μF，RL=10Ω。图5－图8为实验所得波形。 图5 S1（S2）的驱动波形和管压降波形 图6 S3（S4）的驱动波形和管压降波形 图7 单极倍频硬开关DC/AC逆变器的输出电压波形 图8 单极倍频软开关DC/AC逆变器的输出电压波形 　　图5及图6给出了主电路中开关管的管压降和驱动信号的波形（图中：1—驱动信号波形，2—开关管管压降波形），图7给出了硬开关DC/AC变换器的输出电压波形，图8给出了软开关DC/AC变换器的输出电压波形。 　　由图5及图6可知在开关管的驱动信号到来之前，开关管两端的压降已为零，开关管实现了零电压开通；驱动信号关断后，开关管两端的电压还维持于零,开关管实现了零电压关断。 　　由图7及图8可知在未实现软开关时，主电路的输出电压波形质量较差，并且有较大的“毛刺”（开关管在进行开关动作时产生），这些“毛刺”的存在将对电路自身和周围其它电路和用电器产生严重的电磁干扰（EMI）；在加入软开关电路后，输出电压波形质量有了很大改善，并且无任何“毛刺”，较好地抑制了电磁干扰（EMI）。

　　 1引言 　　PWM(脉宽调制)功率变换技术省去了庞大笨重的工频变压器，减小了装置的体积重量，提高了电源的功率密度与整机效率。然而，在硬开关状态下工作的PWM变换器，随着开关频率的上升，一方面开关管的开关损耗会成比例地上升，使电路效率降低，处理功率的能力减小；另一方面，会产生严重的电磁干扰(EMI)。 　　由于功率开关管并不是理想开关，开通和关断都需要一定时间，在这段时间里，在开关管两端电压(或电流)减小的同时，通过的电流(或电压)上升，形成电压和电流波形的交叠，从而产生了开关损耗。本文介绍一种采用软开关技术的PWM变频调速系统，使开关损耗大幅减小。 　　 2软开关技术的优点 　　所谓软开关通常是指零电压开关ZVS(zerovoltageswitching)和零电流开关ZCS(zerocurrentswitchingz)或近似零电压开关与零电流开关。 　　硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流完成能量的变换过程；而软开关过程是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时器件关断；当电压降到零时，器件导通。开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程，使器件的开关损耗理论上为零。 　　软开关技术的应用，在理论上使开关管的开关损耗为零，从而可以使开关频率进一步提高，使电力电子变换器具有更高的效率，更高的功率密度，体积、重量大大减小，具有更高的可靠性；并可有效地减小电能变换装置引起的电磁污染(EMI)和环境污染(噪声等)。 　　 3ADRPI变换桥臂的拓扑结构及工作原理 　　辅助二极管变换极逆变器（ADRPI）拓扑结构见图1。若定义电路中Q1导通、Q2截止为“1”状态，而Q2导通、Q1截止为“0”状态，则这种变换桥臂的基本工作原理是： 图1 ADRPI一条变换臂的拓扑结构图 　　（1）设电路的初始状态为“1”状态，即Q1导通、Q2截止，极电压VC2由于箝位二极管Dc的作用被箝位在电源电压Vin，电感电流iL为稳定正值，电感电压VL等于零，这时的电感L作为能量储存元件而存在。这个状态的持续时间由系统的PWM调制策略所决定。 　　（2）当电路需从“1”状态变为“0”状态时，在缓冲电容CC1的作用下关断Q1，电感电流iL通过二极管D2续流，电感L与电容C2谐振。当iL由正值变为负值时，Q2在零电压条件下自然导通。当VC2谐振到零时，二极管Dfw导通，VC2被箍位在零值，iL保持为稳定负值，VL为零，电路保持在“0”状态。 　　（3）当PWM调制要求电路从“0”状态变回到“1”状态时，在缓冲电容CC2的作用下关断Q2，iL通过二极管D1续流，L与电容C1谐振。当iL由负值变为正值时，Q1在零电压条件下自然导通。当VC2谐振到Vin时，二极管Dc导通，VC2被箝位到电源电压Vin，iL保持为稳定正值，VL为零，电路回到“1”状态。 　　从以上ADRPI变换桥臂的工作过程可看出，开关次序Q1D2Q2D1，给所有开关器件提供了最优越的开关环境。在Q1、Q2的导通过程中，通过带有零电压检测的基极驱动电路检测横跨开关器件两端的电压，以保证当二极管D1或D2停止导电后，Q1或Q2迅速自然导通，这样就基本上消除了器件的导通损耗。而且在这个过程中并不需要使用快速二极管，二极管D1、D2在通过其上的电流为零后自然关断。Q1、Q2的关断过程是在缓冲电容CC1、CC2的作用下完成的。在Q1、Q2关断的瞬间，其上电压为零，而后，其上的dv/dt将受到CC1、CC2的限制，这样就完全排除了在关断过程中大电流和高电压同时存在的可能，从而极大地减少了关断损耗。二极管Dfw和Dc也具有非常良好的工作环境，其上的dv/dt被谐振电容所限制，而关断时的di/dt又被电感L所限制。 　　在这种零电压开关模式下工作的大功率开关管，只有在横跨其两端电压为零时才能导通，这意味着同一桥臂的另一开关此时承受着全部电压，即已经关断。因此这种技术从根本上排除了由于直通而造成电源短路的可能，使逆变桥臂的工作具有很高的可靠性。图1所示拓扑结构又称为结实型变换桥臂（ruggedinvertleg）。 　　使用一条结实型桥臂，可使稳定的直流电源变为可调节的直流电源，输出电压随着占空比的变化从零电压变化到电源电压，并且允许功率反向流动，这种电源可用于两象限的直流传动控制。使用两条结实型桥臂，可构成一单相交流电源，这种逆变器理论上对负载功率因数没有任何限制，因此可用于不间断电源或单相交流传动控制系统。 　　我们在主电路中使用三条结实型桥臂构成三相交流逆变器，这种逆变器可对具有任意功率因数的三相不平衡负载供电，可用于三相交流传动控制系统。 　　 4控制电路和系统应用软件的设计 　　41系统控制电路 　　系统控制电路如图2所示。 图2 系统控制电路原理图 　　系统控制电路以8051单片机为中央单元，与825316位可编程计数/定时器、8155可编程RAM、I/O口扩展芯片及EPROM等组成HEF4752V的支持电路。 　　8051主要完成控制工作，向8253送时间常数和控制字。8253的三个计数器分别生成HEF4752V所需的fvct、ffct、frct和foct。8155用于扩展I/O口，接受控制字，给定各切换点的开关频率值。 　　鉴于本系统对精度要求不高，控制系统采用开环控制。利用PWMIC，使控制系统的软硬件设计较为简单，而且，本系统具有良好的保护功能和检测功能，系统输出的电压波形中谐波次数也很高，极易滤除。 　　HEF4752共分8个载波区段，载波频率比N=15、21、30、42、60、84、120、168，载波频率比与输出频率的关系见表1。对应每个载波频率比区段，FCT计数器送出2N个δi数据供脉宽调制用。在相同的载波频率比N下，fvct越高，则调幅比a越小，使输出电压越低。这样，就得到了经双边调制的某相输出信号。当载波频率比N与fvct确定以后，一个周期中调制值δi的变化规律也就相应确定。 表1 载波频率比与输出频率的关系 　　HEF4752输出SPWM波的频率f是由FCT时钟计数器经3360分频后得到的。而开关频率fr则是FCT计数器经与载波频率比N的8个值对应的8组分频器分频后得到。这8组分频器分频数分别是224（对应N=15）、160、112、80、56、40、28、20（对应N=168）。必须根据开关器件容许的开关频率来限制最高开关频率frmax。 　　在频率比变化点附近，为了避免不稳定，设置了频率比重叠区。 　　IGBT是电压驱动，对驱动电路的要求比较高，一般有分立元件构成的驱动电路和集成化专用驱动电路。本系统采用HL402具有先降栅压、后软关断的双重短路保护功能的芯片。其性能更好，整机的可靠性更高及体积更小。 　　 42系统应用软件的设计 　　在系统应用软件的设计过程中，本系统采用了如下措施： 　　（1）HEF4752各端口的连接 　　HEF4752的三个时钟输入，由8253的三个计数器输出，计数器的“0”号输出端，接到HEF4752的FCT时钟输入端；计数器的“1”号输出端接到HEF4752V的OCT和RCT时钟输入端；计数器的“3”号输出端接到HEF4752的VCT时钟输入端。 　　（2）8253的时间常数 　　8253的计数时钟为2MHz，得到三个通道的时间常数为 　　0＃ffct0012H 　　1＃frct、foct0007H 　　2＃fvct0008H 　　在程序中，我们规定控制方式字如表2所示。 表2 控制方式字内容 　　8051从8155读入控制方式字及输出频率，向8253送入相应的时间常数，按控制方式字提供的控制方式来控制。当系统没有接到中断信号的时候，仍按以前的方式输出，当系统接到中断信号时，8051会重新读入控制方式字和给定频率，改变输出状态。

　　引言 　　随着生产技术的发展，电力电子技术的应用已深入到工业生产和社会生活的各方面，目前功率变换器的开关变换技术主要采用两种方式：脉宽调制(PWM)技术和谐振变换技术。传统的PWM控制方式由于开关元件的非理想性，其状态变化需要一个过程，即开关元件上的电压和电流不能突变，开关器件是在承受电压或流过电流的情况下接通或断开电路的，因此在开通或关断过程中伴随着较大的损耗。变频器工作频率一定时，开关管开通或关断一次的损耗也是一定的，所以开关频率越高，开关损耗就越大，因而硬开关变换器的开关频率不能太高。相比之下软开关变换器的作用是，当电压加在器件两端或者电流流经器件时，抑制功率器件转换时间间隔,即软开关的开关管在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，或是通过器件的电流为零。这种开关方式明显减小了开关损耗，不仅可以允许更高的开关频率以及更宽的控制带宽，同时又可以降低dv/dt 和电磁干扰。本文为了更好地说明不同软开关技术的区别，采用Pspice软件对其中两种有代表性的变换电路进行了仿真和分析。 　　软开关的原理 　　谐振开关技术的核心问题是为器件提供良好的开关工作条件，使得器件在零电压或零电流条件下进行状态转变，从而把器件的开关损耗降到最低水平。 　　软开关下的器件通断可以明显减少功率的开关损耗。 　　减小开关损耗通常有以下两种方法：在开关管开通时，使其电流保持在零或抑制电流上升的变化率，减少电流与电压的重叠区，从而减少开通的功率损耗，即零电流导通；在开关管开通前，减小或消除加在其上的电压，即零电压导通。 　　减小关断损耗有以下两种方法：开关管关断前，减小或消除加在其上的电流，即零电流关断；开关管关断前，减小或消除加在其上的电压，即零电压关断。 　　DC/DC变换器 　　软开关的分类及特点 　　DC/DC功率变换器目前所采用的几种方法如下：谐振变换器、准谐振变换器和多谐振变换器、零电压开关PWM变换器、零电流开关PWM变换器、零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。 　　谐振变换器 　　该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振电路的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的连接关系，也可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载谐振变换器；另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。其缺点是：该变换器输出性能与负载关系很大，对负载的变化很敏感，电压调节一般采用频率调制方法，滤波电路参数难于选择，并且电路稍显复杂。 　　准谐振变换器和多谐振变换器 　　这类变换器的特点是：谐振元件参与能量变换的某一个过程，不是全程参与。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。由于运行中变换器工作在谐振模式的时间只占一个开关周期中的一部分，而其余时间都是运行在非谐振模式，因此“谐振”一词用“准谐振 ”代替。 　　零开关PWM变换器 　　该类变换器可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。零开关PWM变换器技术是在PWM技术和谐振技术之间取了折中。在准谐振变换器的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。它既可以通过谐振为主功率开关管创造零电压或零电流开关条件，又可使电路象常规PWM电路一样，在恒频下通过改变占空比调制来调节输出电压。当开关转化完成后，转换器返回到普通的PWM操作模式，因此可以减小电路的能量。开关损耗以最小的导通损失为代价而得到减少。然而这种变换器也有其自身的缺点，以零电压PWM变换器为例，它与上面提到的零电压开关准谐振变换器有个共同的特点就是开关管和谐振电容、谐振电感的电压和电流应力是完全一样的，也就是说要承受很高的电压，这对于开关管来说是一个缺陷。 　　零转换PWM变换器 　　该类变换器分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。对于使用MOSFET管的高频转换器来说，若能实现完全零电压转换操作，器件的功能就能很好地发挥出来，对于功率MOSFET来说，它们的器件特性非常依赖于电压等级。然而，零电压开关准谐振变换器中的开关器件承受了其在PWM电路中的两倍电应力，开通损耗将大大增加。并且，主开关大的关断电流将增加关断损耗。当少数载流子器件，比如IGBT或BJT用于功率开关时，更要注意以上的缺陷。因此，前面几种变换器与常规的硬开关变换电路相比，都毫无例外地极大地增加了电路中开关管的电压或电流应力，使电路中的导通损耗明显增加，从而部分地抵消了开关损耗降低的优点。零转换PWM变换器在开关上串联一个谐振网络，对于主控和辅助开关都可以在不增加其电压和电流应力的情况下动作。  　　两种电路的Pspice 仿真结果及比较 　　这里仅对两种具有代表性的变换器电路：升压半波模式的零电压开关准谐振变换器和升压零电压转换PWM变换器进行Pspice仿真。设定两种电路的输入电压相同，以此分析比较开关管两端的电压应力。 　　升压半波模式的零电压开关 准谐振变换器仿真 图1  升压半波模式的零电压开关准谐振变换器原理图 　　图1为升压半波模式的零电压开关准谐振变换器的电路原理图，仿真参数如图中所示，开关频率为700kHz。用Pspice软件对原理图进行仿真，仿真结果如图2所示。 图2  开关管通断及其所受电压应力仿真波形 　　从图2中可以看出，当开关管关断时，谐振电容限制了电压的上升率，使开关管实现了零电压关断。谐振电容电压下降到零，开关管的反并联二极管导通，将开关管的电压箝在零位，此时开关管在零电压下导通。但同时也发现开关器件的确承受了很高的电压应力，选择开关器件时要加以考虑，这给实际应用带来了安全性和可靠性的麻烦。 　　零电压转换PWM变换器仿真 图3   升压零电压PWM变换器原理图 图4  主副开关管的驱动仿真波形 　　图3 为升压零电压PWM变换器的电路原理图，仿真参数在图上标明，其中Q为主开关管，Qa为辅助开关管，开关频率为100kHz。主副开关管的驱动波形如图4所示。 　　主开关管的导通和关断都是在零电压的条件下，辅助电路工作时间不长，只在主开关管开通工作时一段时间，因此辅助电路的损耗很小。值得注意的是，由于辅助谐振网络与主功率开关器件并联，因而在使主开关器件软开关工作的同时，并没有增加过高的电压应力，这一点是与上面所提到的几种变换器完全不同的。零转换PWM 变换器所具有的这些优点，使得其成为目前在工程实际应用中最有发展前途的功率变换电路拓扑之一。 　　结语 　　软开关技术在提供低损耗和更高工作频率上比目前的硬开关技术取得了更显著的效果，由于软开关转换器的研发努力，早期的商用器件的性能有了大幅度提高，也证实了这种技术所具有的潜在能力。最明显的是在工业和商业产品中的功率变换器，这些变换器将直流电转换成所要求幅值可调的直流电、或者幅值和频率都可调的单相或多相交流电。然而，现在的软开关变换器技术应用了谐振原理，电路中存在串联或并联的谐振网络，谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗，使得控制系统变得更加复杂，这就使电路受到这种固有问题的影响，限制了软开关变换器技术的应用。现在国内外许多人员在研究是否能实现以及如何实现无谐振网络的软开关变换器技术，并已取得一些进展。可以预言，无谐振网络的软开关变换器将是软开关变换技术的发展趋势。

零电压开关电源（ZVS）是当前开关电源技术中比较先进，也比较成熟的技术，因为处于软开关状态，可以做到更高的频率及更高的效率，并且系统的可靠性更高跟稳定。   基于ZVS技术的芯片目前也比较多，比较典型的有UC3875及UCC3879，刘胜利的“现代高频开关电源实用技术”对ZVS的12个工作状态描述的比较详细，但因为描述的过于详细，反而不好简单理解，容易被书上牵着走，尤其是刘胜利书上涉及输出二极管的续流特性，分成了12个状态，若不考虑这个，一般只有10个状态。2年前接触之后，表面上看懂了，但实际上还没有真正理解，这次再一次仔细分析，把10个过程简单的描述出来。   ZVS的核心是利用回路中的电感来实现对开关管输出电容的能量吸收，所以可以理解为电路工作频率略高于回路的谐振频率。    上图是一个标准的ZVS输出级电路，Ls是附加的电感，保证输出回路的电感量足够大，因为ZVS电路是靠电感来实现整个运转的，T为输出变压器，Q1～Q4为四桥臂功率管，可以是MOS管，也可以是IGBT管，一般不采用晶体管。D1～D4是功率管的反向续流二极管，C1～C4是功率管的输出两端的等效电容及附加电容。   加在Q1～Q4栅极上的电压波形如图：   本人把这个过程用一张图来描述电流变化： 通过这张表，就一目了然了，理解的更加深刻。运转的核心是依靠电感   分析不足之处，请指教。