标签: 非隔离型降压转换器

本章将对不使用变压器的AC/DC降压转换器的电路工作和设计案例进行解说。 当然，AC/DC转换器并非全部是隔离型的。事实上，还有许多应用是无需绝缘的，因不使用变压器而具有尺寸、重量、成本方面的优势。为便于理解，先看一个电路示例。一般被称为“降压（Buck）转换器”的降压型转换器，也被称为“二极管整流”或“非同步整流”。概念上与DC/DC转换器的降压转换器相同。 下面列出了本章的概要。计划先回顾一下降压转换器的基本工作，然后使用上述电路示例从元器件选型方法到布局设计进行解说。 何谓降压转换器－基本工作及不连续模式和续模式 关于非隔离型AC/DC转换器设计，首先介绍电路工作。举例的AC/DC转换器，一般是被称为“Buck Converter（降压转换器）”的产品。本来“Buck Converter”的意思就是降压型转换器，是在DC/DC转换器中也使用的称呼。只是虽然说法较多，但以往的标准型降压转换器为二极管整流式（非同步式）的，因此存在习惯性地将二极管整流式的降压转换器称为“降压转换器”的倾向。先不说称呼了，降压转换器有几种降压方式，本案例中的降压转换器是前述的二极管整流式。 降压转换器的工作 下面使用基本的降压转换器范例，来说明其工作。通过了解基本工作以及电流路径和各节点的性质，来逐步掌握外围元器件的选型标准和注意事项。图中将高边的晶体管和低边的二极管替换为开关，示意性地进行说明。电路原理与DC/DC转换器的二极管整流相同，由于直接开关并降压转换将AC电压整流的高电压，因此作为开关的晶体管和二极管，需要是高耐压产品（比如600V耐压）。 ・高边开关（晶体管）ON时， 　电感L流过电流IL，积蓄能量 ・此时，低边开关（二极管）OFF ・电感电流IL通过以下公式表示 　（ton：导通时间） ・高边开关（晶体管）OFF时， 　积蓄于电感的能量通过低边 　开关（二极管）输出 ・此时，高边开关（晶体管）OFF ・电感电流IL通过以下公式表示 　（toff：关断时间） 不连续模式与连续模式 开关工作有两种模式，即不连续模式和连续模式。下表为两种模式的比较。 比较项目“工作”所示的是流过变压器初级绕组和次级绕组的电流波形。不连续模式因电感电流IL存在中断期间而被称为“不连续模式”。而连续模式则没有电感电流为零的期间。 箭头表示两种模式下电感、整流二极管、开关晶体管、效率的变化趋势。“↑”表示上升，“↓”表示下降。 连续模式下，开关ON时,在整流二极管的反向恢复时间（trr）中流过反向电流，并因该反向电流而产生损耗。在低电压的开关DC/DC转换中，整流二极管的反向电压低，反向电流也小，因此一般优先考虑输出纹波电压和高次谐波的降低等而使用连续模式。与此相对，在AC/DC转换中，二极管的反向电压高，反向电流大，因此一般为了降低损耗而使用无反向电流的不连续模式。但是，峰值电流会变大，当负载大时有时也会采用连续模式工作。 两种模式各有各的优缺点，一般50～60W左右以下的程度多选择不连续模式。更高的输出功率时，需要根据可容许的变压器尺寸等来考虑、决定。此次的设计案例使用不连续模式。 电源IC的选择和设计案例 关于非隔离型AC/DC转换器设计，已经介绍了基本工作等，接下来进入实际设计。首先选择该设计使用的电源IC。在其他章节也提到过多次，无论哪家电源制造商，进行电源电路的设计多会用到电源IC。因此，为了满足对电源规格的要求，使用什么样的电源IC已经越来越重要。 设计使用的电源IC 选择电源IC的前提是确立电源的输入输出电压和负载电流等。此次列举的非隔离型以及本AC/DC设计篇最开始列举的隔离型反激式转换器的方法都是一样的。 接下来，在此仅简单地列出此次设计相关的输入条件和输出条件。 ・输入电压：90VAC～264VAC ・输出：20V/0.2A　（4W） 以这些条件为基础，以考虑到所需效率和各种相关功能及保护功能等为前提，来设计实用下述电源IC的降压转换器。 另外，下面是选择这款IC的要点，换句话说，是选择IC时的关键之处。 ①支持非绝缘电路。 ②内置开关MOSFET， 可节省MOSFET选型精力，元器件数量也更少。 ③输入输出规格覆盖电源规格。 ④电流模式类型，控制更易稳定 ⑤内置启动电路，低功耗型 ⑥搭载轻负载时也可保持高效率的功能 ⑦保护功能完善 ⑧小型封装，可达5W（要求规格为4W） 为此款IC的内部电路方框图，仅供参考。但是，外部电路是隔离型反激式转换器的电路示例。请与后面给出的此次的电路–非隔离型降压转换器的电路比较一下。 BM2P094F的内部电路方框图（点击放大） 非隔离型降压转换器（不连续模式）的设计案例 下面的电路图是此次的非隔离型降压转换器的电路示例。 如前所述，输入电压为90VAC～264VAC，输出为20V/0.2A（4W）。AC输入被二极管桥式整流，直接通过IC内置的MOSFET开关。然后，由D4再次整流，经L1和C5滤波后成为DC输出。用来稳定的输出电压反馈是经过光耦的，如图所示，输入和输出没有绝缘。 此外，工作采用不连续模式。在输出功率较小的AC/DC降压转换器中较为普遍。 下一章开始将对组成该电路的主要元器件的选型和常数计算进行解说。 主要元器件的选型 （1）输入电容器：输入电容器C1与VCC用电容器C2 上一章确定了设计使用的IC，本章进入外置元器件的选型和常数计算。 输入电容器：C1 电容器C1连接于将输入AC电压桥式整流的输入线。 输入电容器的容量可将下表作为大致标准来决定。 输入电压（ＶAC） Cin（uF） 85-264 2×Pout(W) 180-264 1×Pout(W) 该案例的输入电压范围为90VAC～264VAC，因此按照2×Pout计算。但是，这些是全波整流时的大致标准，故条件不同时或某些输入电压保持时间规格下需要进行调整。 Pout通过输出规格求得。输出为20V/0.2A，因此C1的电容如下。 Pout = 20V×0.2A = 4W C1 = 2×4 = 8　⇒　10µF 接着来确定电容器的耐压。如电路图所示，输入、即该电容器需要最大输入电压被整流的电压VAC(max) 的1.41倍的电压。 264VAC 时 264V×1.41 = 372V　⇒　400V以上 本案例的电路中，考虑到余量等选用450V的电容器。 VCC用电容器：C2 然后来确定VCC用的电容器C2。VCC用电容器用于稳定从输出生成的电源IC的VCC电压。 C2的电容量根据电源IC的技术规格推荐2.2µF以上。考虑到输出电压，选择50V/10µF。 另外，C2还起到决定给电时IC的启动时间的作用。关于C2的电容量和启动时间的关系，请参考技术规格中记载的下述图表。10µF时的启动时间大概为0.08sec。如果这个启动时间需要调整，还可以选择2.2μF以上的比如22µF等其他电容量。 （2）电感L1 本文作为“主要部件的选型”的第二篇文章，将介绍在开关电源中发挥着重要作用的电感的选型方法。 电感：L1 电感L1如右侧电路图所示，由输出电容器C5和LC滤波器共同组成。L1电感值的设置要使设备在不连续模式下工作。这是因为如果以连续模式工作，二极管的反向恢复时间、trr间的反向电流会导致二极管的损耗増加，而且该反向电流还会成为MOSFET导通时的峰值电流，因此MOSFET的损耗也会増加。为了避免这种问题而选择不连续模式。 电感值的计算 首先计算电感值。设VIN为101V。假设90VAC条件下，峰值电压为1.41倍，余量为20%。 设 VIN = 90VAC×1.41×0.8 = 101V ，则： Iomax取20%左右的余量，得出：Iomax = 0.2A×1.2 = 0.24A。 设临界点（峰值）　Ip = Iomax×2 = 0.48A　，则： 根据该计算结果，选择标准值470µH。 电感电流的计算 接下来计算电感电流，以确定电感的容许电流。 输入电压最大时，电感电流最大。最大输入电压为264VAC时，电源IC开关（MOSFET）的导通时间为IC的最小导通时间。根据输出电压和电感的电感值等条件，该最小导通时间约为0.6～1.5µs。 假设最大输入电压264VAC时的最小导通时间为1µs，则： 因此，应该选择电感值470µH、电感电流0.8A以上的电感。必须要注意的是，一定要通过实际装机来确认电感电流，确保是电感不饱和的。 （3）电流检测电阻R1 本文是“主要部件的选型”的第三篇文章。在案例电路中，需要以限制开关电流为主要目的的电流检测电阻。电流检测电阻的选型与上一篇“ 电感 L1 ”有着密切的关系。 电流检测电阻：R1 右侧电路图为案例摘录。从内置MOSFET的源极到输出之间电路中串联了电流检测电阻R1。R1用来限制开关电流，保护电路免受输出过载影响，同时还用于电流模式控制的斜率补偿。 众所周知，斜率补偿是用来解决电流模式降压转换器的次谐波（Sub-harmonic）振荡的措施和方法。近年来大多数电流模式降压转换器均搭载了斜率补偿电路，利用电阻等很少的外置器件即可实现补偿。这种电路中所使用的电源IC BM2P094F也同样采用了R1。 次谐波振荡是以振荡频率的整数倍为周期进行振荡的现象，在连续模式状态下当占空比达到50%以上时就有可能发生。 电流检测电阻R1的计算 电流检测电阻 R1利用以下公式进行计算。在该计算中，需要上一篇“电感 L1”的计算中使用过的几个公式和值。另外还需要电源IC BM2P094F特有的过电流限制特性的相关信息。下面已经在计算公式中代入了相应的数值并求解。 接下来对各个项进行说明。R1是该IC内部的过电流限制电压 Vcs_limit除以电感峰值电流 IL（Ip）后的值。展开Vcs_limit，Vcs的基数是0.4V，是增加了过电流检测后与某个延迟时间成正比的电压上升量后的值。右上图摘自IC的技术规格书，从图中可以看出，延迟时间1µs的CS_limit电压增加20mV。所以，在上述计算公式的分子中，“0.4V”为基数电压，“20mV/µs”为増加率。基于过电流检测的延迟时间，使用开关导通时间的最大值ton(max)。 ton(max)在上次计算电感值时已利用以下公式求出。 分母电感峰值电流IL也一样使用上次求出的最大输出电流 Iomax = 0.2A×1.2 = 0.24A、峰值电感电流 Ip = Iomax×2 = 0.48A 。 实际的计算是3.3×20mV = 66mV加上0.4V得0.466V再除以0.48A。根据欧姆定律，电阻值选择0.97Ω（四舍五入后为1Ω）。 （4）输出电容器C5 输出电容器具有与电感一起平滑输出电压的LC滤波器的作用和供给负载电流的作用。另外，输出纹波电压的大小在很大程度上取决于电容的阻抗。 输出电容器 C5 右侧电路图截取自电路图的输出部分。输出电容器C5从输出端连接至GND。可以看出它与电感一起形成LC滤波器。 当IC中内置的MOSFET导通时，输出二极管D4关断，输出电容器被充电的同时负责供给负载电流。 当MOSFET关断时，输出二极管导通，此时由输出电容器供给负载电流。 输出电容的常数计算 输出电容器选型时，要使输出的峰值纹波电压（ΔVpp）在设计的目标输出纹波电压以内。输出纹波电压由峰值电感电流的有效值–纹波电流和电容的阻抗决定。所以，以目标纹波电压为起点进行计算。C5的阻抗Z可通过下列公式计算。 假设ΔVpp=100mV，则：　 求出的Z为该电路的最小开关频率60kHz时的值。一般的开关电源用电解电容器（低阻抗产品）的阻抗规定条件为100kHz。在谐振点之前，电容器的阻抗相对于频率几乎呈直线下降趋势，所以可根据下列公式求出100kHz时的Z。 接下来求纹波电流 Is(rms) 。 至此求出了电容器的阻抗和纹波电流。 最后，耐压根据经验法则一般以输出电压的2倍左右为大致标准： VOUT×2 = 20V×2 = 40V →　35V以上 综上所述，最终选择阻抗0.08Ω以下、额定纹波电流0.4A以上、耐压35V以上的电解电容器。在该电路中，选择了开关电源用的低阻抗型、35V耐压、 470µF的电解电容器。 不仅输出电容器，实际的纹波电压、纹波电流也必须通过在应用上实际安装进行确认。 另外，电解电容器属于寿命有限的元器件产品，流过的纹波电流越多寿命越短。相关寿命由电容器厂商提供计算方法和规定，因此请向电容器厂商确认。 （5）输出整流二极管D4 本文将介绍输出整流二极管的选型。 输出整流二极管 D4 输出整流二极管也称为“Catch Diode ”或“Freewheeling Diode”。另外，在同步整流型二极管中，这种二极管被替换为晶体管，就是被称为“低边开关”等的部分。 如右侧电路图所示，输出二极管D4由输出端连接至GND。当高边MOSFET关断时，电感中积蓄的能量经由D4输出。 输出二极管的常数计算 输出整流二极管利用开关频率来导通/关断，所以使用可高速开关的快速恢复二极管。需要探讨的是耐压和损耗。 施加于输出二极管的反向电压考虑到余量为：   Vdr = VIN (max)÷0.7 = 372V÷0.7 = 531V →　600V 二极管的损耗估算如下：   Pd = VF×Iout = 1V×0.2A = 0.2W 二极管使用RFN1L6S（电路图中有指定）。 下面是快速恢复二极管 RFN1L6S的规格值表和VF-IF特性。此次有电路示例，所以没有必要进行实际的二极管选型，不过机会难得，就当通过搜索或其他什么手法选中了RFN1L6S作为600V耐压、0.2A以上的二极管来探讨吧。 在耐压方面，VR、VRM都是最大额定600V，与计算出的值一致。IO为0.8A，在能力方面对于实际的Iout 0.2A来说具有相当大余量，不过考虑到容许功率，是可以具备这个程度的余量的。另外，不一定有完全符合设计规格的变化。或者说，可能“正好”的情况很少。不管怎样，需要在近似且有余量的情况下适当妥协。 还有，之所以记载了VFｰIF特性，是因为通过计算VF为1V，可规格中规定最大1.45V、Typ 1.15V，是为了向有“按1V计算可以吗？”疑问的人解释。IF＝0.8A是VF的条件。实际使用时的IF为0.2A，所以从曲线图中可以看出，求0.2A时的VF时，在最恶劣的温度条件下也在1V以下。也就是说，这个计算是使用与实际条件接近的数值进行的。 至于余量保持多大为好，这取决于经验。余量过大会造成过度设计，导致成本和尺寸增加，事实上恰当的判断是很难的。最终还是需要积累经验。 虽然说经验很重要，不过在实际使用的条件下确认损耗和结温是必须环节。 EMI对策 前一篇文章介绍了主要部件的选型和常数计算的相关内容。本文将介绍降低EMI的对策。 近年来，EMC可谓是电子设备的重要课题之一。世界各国对EMC都有限制规定，在进行设备设计时必须满足相关要求。在此之前，可以说是因为存在当开关电源散布噪声时将使设备的S/N降低，从而使设备无法满足规格要求的情况，因此必须采取噪声对策。 另外，由于偶见混淆EMC和EMI等术语的情况，下面先整理一下这些术语。 ・EMI（Electro Magnetic Interference）：电磁干扰   电波和高频电磁波成为噪声而影响电子设备等，或是会造成影响的电磁波。   －传导噪声：经由线缆和PCB板布线传导的噪声 差模（常模）噪声：发生在电源线之间，且传输方向和电流相同的噪声 共模噪声：透过金属外壳等，通过杂散电容等，回到信号源头的噪声   －辐射噪声：释放到空气中的噪声 ・EMS（Electro Magnetic Susceptibility）：电磁敏感性   指即使受到电磁波的妨碍、干扰（EMI：传导噪声及辐射噪声）也不会引起损坏的能力与耐受性。 ・EMC（Electro Magnetic Compatibility）：电磁兼容性   EMI＋EMS。辐射（Emission：排放，发射）对策和抗扰性（Immunity：耐受性）的兼容及其对策。 EMI从路径来看，分成传导噪声和辐射噪声，传导噪声根据传导方式，又可以再细分成差动模式噪声和共模噪声。 EMI对策 正如在上述术语解说中所述，EMI是会对其他电路造成影响的，因此，其对策的关键是防止产生噪声。产生噪声的主要原因是大电流开关的节点或线路。基本对策是增加起到阻抗匹配和旁路/滤波作用的电容器、电阻/电容电路。下面再次给出整体电路，一起来看一下对策要点。 ・在输入端增加滤波器 输入电压是带有纹波的高电压，并通过内置MOSFET来高速ON/OFF,所以在输入端增加滤波器可降低噪声。 ・在内置MOSFET的漏极－源极间增加电容器 即电路图中的C8。电容值需要47～100pF左右，耐压需要500V以上。这种做法可降低高速开关引起的OFF时的浪涌。另外也是一种缓冲方式。但是，会增加损耗，因此必须注意温度上升情况。 ・给输出整流二极管D4增加RC缓冲电路 与D4并联增加C9：500V/1000pF、 R10：10Ω/1W左右。这种做法可降低ON/OFF时产生的尖峰电压，这与输入缓冲电路的思路相同。由于常数只是参考值，所以必须先确认实际噪声后再加以调整。 ・在输出端增加LC滤波器 右侧电路图是在输出端增加了LC滤波器的示例。L2是10µH，C10是10µF～100µF左右） 输出电压中存在着取决于开关频率的纹波，以及谐波、电感和电容器所引起的噪声。当这些噪声造成困扰时，在输出端增加LC滤波器可有效解决该困扰。 这些是主要的噪声对策。不论何种方式，都必须测量噪声，或至少确认噪声对设备造成的影响。准确测量噪声需要具备测量环境和装置。无法定量测量噪声值时，有时可以从设备的S/N等性能层面来掌握是否会造成影响以及影响的程度。 这里提到的对策，是属于电源电路结构上的噪声对策。噪声的产生也和PCB板布局、元器件配置、元器件性能等有关系。在某些情况下，可能需要将LC滤波器由简单的L型升级为π型或T型，或在电路板上设置屏蔽等。 此外，某些设备规格还必须符合噪声标准（比如国际无线电干扰特别委员会（CISPR）颁布的标准等）。当需要满足某些标准要求时，是需要从设计阶段开始就必须谨记的，这一点是非常重要的。 实装PCB板布局与总结 本文将介绍该设计案例的PCB板布局示例，并进行整体总结，以结束AC/DC转换器 设计篇 “AC/DC　非隔离型降压转换器的设计案例”。 PCB板布局示例 在其他章节中也提到过，无论是AC/DC还是DC/DC，开关稳压器设计中的PCB板布局都是非常重要的。在此也再次强调一遍，开关电源是模拟电路(近年来还有“数字电源”），自身会产生噪声，同时对噪声也非常敏感。另外，由于开关噪声会作为EMI对周边产生影响，因此布局需要尽最大努力不产生噪声的设计。 下面是该设计案例的PCB板布局设计示例。此次是“非隔离型”电路设计，但基本思路是一致的。开关电源电路的路径，需要考虑到有大电流ON/OFF的路径和对噪声敏感的控制信号路径两种。PCB板布线布局时，大电流路径应尽量避免产生噪声，控制信号路径应尽量避免受到噪声影响。 关于PCB板布局，由于其重要性，在电源IC的技术规格和设计资料中一般会提供PCB板布线布局范例供用户参考。某些情况下，提供光绘文件等能直接利用的数据的业者也不在少数，请充分利用这些数据。但是，不可忘记的是，无论多么严格遵守规格要求来设计，都必须进行实际装机确认，这是不言而喻的。 来源：techclass.rohm