标签: 瞬态抑制

  1、  瞬态干扰的三种形态：静电放电（ESD）、电快速脉冲（EFT）、浪涌（SURGE）。 2、  各种形态的产生原因：ESD：人体接触放电；EFT：由感性负载断开产生；浪涌：由雷电在线缆中感应产生。 3、  各种形态的比较： 脉冲上升时间：ESD 极快，1ns;EFT 很快，约5ns；浪涌 慢，在us数量级。 电压（负载阻抗高）：ESD 15kV以上；EFT 10kV以上；浪涌 10kV以下 电流（负载阻抗低）：ESD 人体放电为几十A，放电装置达几百A；EFT 几十A，浪涌 几千A。 能量：ESD 低；EFT（单个脉冲）中等；浪涌 高。 4、  静电放电现象之所以会产生电磁干扰，是因为放电电流具有很高的幅度和很短的上升沿，所以会产生强度大、频谱宽的电磁场；静电测试分为三种，接触放电、空气放电、空气连续放电。（由于在静电放电发生时，电压较低的情况，需要接触上之后才能放电；电压较高情况，发生空气电离（辉光或弧光现象），即空气放电；电压特别高的时候，会发生连续的放电，在多个电压序列中，会有一个以上的低压接触放电，产生严重后果。这三种情况是现实中发生的放电，故在静电测试中应该模拟这三种放电） 5、  常见的瞬间电压抑制器件：压敏电阻、瞬间抑制二极管（TVS）、气体放电管。   1、  压敏电阻：当其两端的电压超过一定幅度的时候，压敏电阻阻值降低，并将电压箝位在一个指定值（datasheet中有体现）。压敏电阻的电流承受能力较大，但相对于工作电压而言，其箝位电压较高，寄生电容较大。压敏电阻的选型后有详解。 2、  TVS：TVS的特点是响应速度较快，箝位电压可以很低，但是其寄生电容比较大，不适用于高速信号线的瞬间电压抑制。一般使用具有雪崩特性的二极管（中等浪涌额定值和小电容）来抑制高速数据线的瞬间电压。 3、  气体放电管：特点是承受电流大，寄生电容小。但是，由于其工作时发生了空气电离导通，其不能自行断开，不适用于直流情况。交流情况下，其跟随电流肯能会超过其额定值，所以有时候在泄放通道中串联电阻，来抑制电流；此外，气体放电管使用寿命大约为50次，随后导通电压降低。 在实际应用中，一般需要这三种器件配合使用。 4、  压敏电阻的选型（一般选取标称电压和流通容量两个参数） 9.1为了延长器件的使用寿命，ZnO压敏电阻所吸收的浪涌电流幅值应小于手册中给出的产品最大通流量。如果手头的器件不够用，可以考虑几个伏安特性相同的压敏电阻并联，以此来提高流通量。 9.2击穿电压（阈值电压）的选取使用公式：V1mA=1.5Vp=2.2VAC，式中，Vp为电路额定电压的峰值（交流）或直流电压值；VAC为额定交流电压的有效值。例如一台用电器的工作电压为交流220V，那么V1mA=1.5Vp=1.5×1.414×220V=476V；或者V1mA=2.2VAC=2.2×220V=484V，因此压敏电阻的击穿电压可选在470－480V之间。 9.3一般地说，压敏电阻器常常与被保护器件或装置并联使用，在正常情况下，压敏电阻器两端的直流或交流电压应低于标称电压。标称电压选取依照以下公式： VmA＝av／bc 式中：a为电路电压波动系数，一般取1.2；v为电路直流工作电压（交流时为有效值）；b为压敏电压误差，一般取0.85；c为元件的老化系数，一般取0.9； 这样计算得到的VmA实际数值是直流工作电压的1．5倍，在交流状态下还要考虑峰值，因此计算结果应扩大1．414倍。 这样就解释了9.1中V1mA=1.5Vp的由来。  

作者 周敏捷    利用电池供电的移动设备通常需要通过外置的 AC适配器对系统电池进行充电。而不同供电电压的设备间往往共用着相似的电源插座和插头，这些不同电压标准的适配器往往会给用户带来潜在的错插风险，可能导致设备因过高的电压而烧毁。另一方面，来自 AC适配器前端的浪涌或者电网的不稳定也有可能导致适配器的输出电压超越设备所能承受的范围。因此，在移动设备设计中就有必要加入充电端口的 过压保护 电路，以避免上述情况对设备后端电路的破坏。   本文介绍的过压保护电路由过压保护开关（ OVP Switch）和瞬态电压抑制器 ( TVS )组成（如图1），可实现完善可靠的抗持续高电压和瞬间冲击电压的功能。   图1   在整个方案中，核心部分器件为过压保护开关，以美国研诺逻辑科技有限公司（AATI）的过压保护开关 AAT4684为例，过压保护开关的内部主要是由控制逻辑电路和 PMOS管组成，当 OVP端的检测电压高于特定电压阈值之后，逻辑电路就会通过栅极关断 PMOS的沟道。由于该 PMOS管拥有较高的持续性耐压（28V），因此可以保护后端的元器件不会因前端电源输入异常高压而烧毁（其内部原理如图2所示）。     图2：AAT46842 内部原理图。   通过以下实验可以说明当过压保护开关的输入端出现过高电压时它对后端电路所起到的保护作用。   图3所示为测试所用电路原理图，输入端为 12V平稳直流源，电源通过一段长度为 1米的导线与 AAT4684的输入端相连， CH1为 AAT4684输入电压的测试点， CH 2为 AAT4684输出电压的测试点，CH3为其输出电流探测点。将 AAT4684的 OVP保护电压设为 6V（即当电压超过 6V后，开关管立刻关闭，以保护输出端的电路）。为体现实际应用中 AC适配器的插拔情况，对系统的上电过程通过导线和电源的机械性拔插来实现。   图3：测试所用电路原理图。   由图4所示的波形中可以到，在电路上电的时刻，输入端的电压很快超过了 6V并最终稳定在了 12V左右，而输出端电压由于 OVP开关的作用，始终维持在 0V电压，即 AAT4684输出端之后的电路不会因过高的输入电压而受到影响，后端电路器件在此时受到了 AAT4684的过压保护。     图4：经示波器测得的各通道的电压及电流波形。   但是在这同时却发现当电源电压插入的瞬间， AAT4684输入端的电压呈现了一个超过 20V的尖峰。如果进一步调高输入电压（如将电压调整到 16V），在拔插电源时会发生 OVP开关烧坏的现象，但是电源所提供的输出电压却远小于 OVP开关的最高耐压 28V。如何解释此现象呢？   原因就出在从电源输出到 AAT4684输入的这段导线上。任何一段有长度导线具有一定的等效电感。等效电感的存在相当于在理想导线上串联了一个分立电感器，同时由于芯片的输入端存在的输入电容，接合起来就相当于一个如图 5所示的 LC振荡电路；而这个电路当输入一个阶跃时在输入电容上最大可出现 2倍于输入的振荡电压。     图5: 输入端输入电容与导线电感构成的LC振荡电路。   由于这些等效器件的存在，就会在系统上电的瞬间于 OVP开关输入端产生一个高于电源的电压。过高的瞬间电压就类似静电放电电压，虽然总能量不大，但是如果其电压值在瞬间高过了 OVP开关的最高耐压范围，就足以将 OVP开关内部的 MOSFET击穿，使得芯片输入端对地发生短路，失去作用。因此在考虑过压保护设计时，还应考虑对电路输入端可能出现的瞬态高压的防护。   为解决以上问题，可以在 AAT4684的输入端放置TVS来实现对瞬间冲击电压冲击的防护。TVS是一种二极管形式的高效能保护器件。当 TVS二极管的两极受到反向瞬态高能量冲击时，它能以纳秒级的速度，将其两极间的高阻抗变为低阻抗，吸收高达数千瓦的浪涌功率，使两极间的电压箝位于一个预定值，有效地保护电子线路中的元器件免受各种浪涌脉冲损坏。由于它具有响应时间快、瞬态功率大、漏电流低、击穿电压偏差小、箝位电压较易控制、无损坏极限、体积小等优点，目前已广泛应用于各类电子设备之中。   由于 OVP保护开关虽然可以持续地长时间承受耐压范围内的电压，但是却无法经受超过其耐压范围的瞬时电压冲击，而TVS结构的二级管，虽然无法承受长时间的导通电流，但是却可以在瞬时吸收很高的电压冲击，通过自身的雪崩导通来限制其两端的最高电压，对电压起到钳位的作用。因此将 TVS管置于 OVP开关电路之前，就可以有效地防止瞬时高压对 OVP开关的破坏，同时 OVP的持续受压能力又可以保护后端电路免受前端电源持续高电压的破坏。电路逻辑结构如图 6所示。   图6：耐高压电路逻辑图。 由于 TVS本身就是属于 ESD保护器件，可以同时提高设备在接口端的静电保护能力（通常的 TVS管都可以耐受 2KV以上接触式静电放电），这样的设计就可以在真正意义上实现端口的保护功能，有效地提高了器件的使用寿命和可靠性。（关于详细的 TVS选用可参阅具体文献。）   另一方面，当 OVP开关导通并存在一个持续较大工作电流流过时，此时如果突然关闭开关（比如启动了 OCP过流保护或 OTP过温保护），因导线电感中的电流不会突变，导线电感中的瞬时电流的变化会在 AAT4684的输入端产生一个高于电源的电压，这就使得 OVP开关会在一个很短的时刻需要承受一个极高的电压，其原理有些类似于开关升压电路（如图 7所示）。   图7：开关升压电路.   以下实验为了说明这类现象所可能产生的实际输入电压的突变，当过压保护开关有大电流流过并正常工作时将 AAT4684加温使之自动进入过温保护（ OTP）状态来观察此时输入端可能产生的波形变化。该实验电路依旧如前文所述的图3所示，电源以5.5V电压供电，负载电流约为 1.5A。   实验时对 AAT4684进行加热至芯片过热保护功能启动，内部的 MOSFET立刻关断。可以看到，在大约 400ns的时间里，由于流过开关管的电流被快速关断，在 OVP的输入和输出端瞬间确实出现了一个超过 15V以上峰峰值的冲击电压，假如电源的输入电压更高一些或者负载电流更大一些，这个冲击电压也同样会更高，虽然持续的时间极短，但是完全有可能在尖峰时刻突破 OVP开关的最高耐压，从而破坏其内部的 PMOS。   如果用同样的原理进一步分析 OVP开关接通电源时的过程，可以发现，因 OVP开关内部的控制电路在刚刚上电的瞬间需要建立状态，所以在初始的极短时间里， PMOS栅极电压没有立刻置高，因此 PMOS沟道还没来得及关断（这个时间大约会持续 0.1us），虽然对后端电路不会有什么影响，但是这个时间产生的导通电流在 PMOS关断的时刻同样会产生类似前文所述的问题，即在 OVP的输入端产生的一个时间极短的过高电压冲击可能会危及 OVP开关正常工作。     图8：开关关闭时各种电压变化的测量结果。   为了避免上面所述的这两种情况带来的瞬间高压对 OVP开关的冲击，在其前端放置合适的瞬态电压抑制器同样可以很好地解决该问题。由于 TVS管和 OVP开关具有其各自的功能特点，当电路在正常工作时，OVP开关导通，TVS处于反向截止状态，当输入电压高于 OVP保护电压又低于 OVP正常耐压时，OVP就起到了对高压很好地持续阻断的作用，保护了后端器件的安全，而当电路的输入端因前文所述几种情况而导致瞬时高压冲击出现时， TVS管的瞬间导通机制又能很好地吸收冲击电压的能量，保护了 OVP开关的安全。其两者的共同作用就可以有效地实现抑制瞬态和持续高压的功能，完善地保护了整个电路系统的接口免受异常高压的破坏。   本文特别感谢美国研诺逻辑科技有限公司中国区应用工程部总监谭磊（Taylor Tan）先生及华东区应用工程部经理毛铮（Frank Mao）先生对本文的修改和指正。在文章最后部分将附上使用 TVS管前后实验测得的波形，以供读者对照分析，可以进一步理解 TVS加 OVP开关在电路端口保护设计中的必要性。   附录 :   以下实验对 AAT4684输入端使用 TVS和不使用 TVS管前后的波形进行比较，供读者参考。 CH1为 AAT4684的输入电压，CH2为 AAT4684的输出电压。 将电源电压 Vin设为12V，输出电容为0.1uF，图A1为前端没有TVS管的波形，图A2为前端加了TVS管的波形（TVS导通电压为19V）   用5.5V作为电源输入，负载电流为1.5A时将OVP加热进入过温保护瞬间波形，图B1为前端没有TVS的波形，图B2为前端加了TVS时的波形（TVS导通电压为16V）     图A1: 无TVS时输入端波形     图A2: 有TVS时输入端波形。     图B1: 前端没有TVS时过温保护瞬间。     图B2: 前端加TVS时过温保护瞬间。