标签: 模拟前端

2024年9月5日 调研咨询机构环洋市场咨询出版的《全球模拟前端（AFE）行业总体规模、主要厂商及IPO上市调研报告，2024-2030》只要调研全球模拟前端（AFE）总体规模，主要地区规模，主要企业规模和份额，主要产品分类规模，下游主要应用规模以及未来发展前景预测。统计维度包括销量、价格、收入，和市场份额。同时也重点分析全球市场主要厂商（品牌）产品特点、产品规格、价格、销量、销售收入及发展动态。历史数据为2019至2023年，预测数据为2024至2030。 调研机构：Global Info Research电子及半导体研究中心 报告页码：208 模拟前端（AFE，Analog Front End））是传感器电路的基本系统构建块，用于放大和/或过滤通常较弱且可能具有复杂电气配置以支持不同MCU的传感器信号。模拟前端，处理信号源给出的模拟信号，对其进行数字化，其主要功能包括以下几个方面：信号放大、频率变换、调制、解调、邻频处理、电平调整与控制、混合。模拟前端是包含采集模块、均衡开关、通信模快。1）采集模块一般有包含模数转换器（ADC）、参考源（REFRENCE）和模拟开关（MUX）。2）通信模块是AFE和MCU之间的数据交互接口（Data I/O），一般是 SPI，I2C或是UART。AFE通过内臵传感器感知电池组的电压、温度、电流等数据，并通过ADC将模拟信号转换为数字信号供后端MCU使用，MCU负责接AFE传递而来的信息，并通过算法计算电池的SOC、SOH等数值从而管理电池系统，还可以与其他控制单元进行信息交互。 根据本项目团队最新调研，预计2030年全球模拟前端（AFE）产值达到2939百万美元，2024-2030年期间年复合增长率CAGR为15.9%。 全球模拟前端 (AFE)核心厂商包括亚德诺半导体、德州仪器、微芯科技、意法半导体等。前五大厂商占有全球大约80%的份额，其中最大的生产商为亚德诺半导体，占比为37%。全球产地主要分布在北美、欧洲、中国、日本、中国台湾等，北美是全球最大的前端模拟生产地区，占有大约68%的市场份额，其次是欧洲。就产品而言，4通道是最大的细分，市场份额超过27%，其次是8通道。在应用方面，主要应用在汽车行业，份额占比为50%，其次是医疗行业。 根据不同产品类型，模拟前端（AFE）细分为：1通道、2通道、3通道、4通道、8通道、16通道、其他类型 根据模拟前端（AFE）不同下游应用，本文重点关注以下领域：消费品AFE、汽车AFE、医疗AFE、工业AFE、通信AFE、智能仪表AFE、其他行业 本文重点关注全球范围内模拟前端（AFE）主要企业，包括：亚德诺半导体、德州仪器、微芯科技、意法半导体、恩智浦、Cirrus Logic、瑞萨、罗姆、?清纺微电?株式会社、AKM旭化成微电子株式会社、艾迈斯、Triad Semiconductor、纮康科技、立锜、中颖电子、芯海科技、思瑞浦微电子科技、杰华特微电子、苏州坤元微电子有限公司、深圳市汇顶科技股份有限公司、南京集澈电子科技有限公司、上海琪埔维半导体有限公司、鹏申科技、厦门奇力微电子有限公司、迈巨微电子、矽力杰、西安航天民芯科技有限公司、上海东软载波微电子有限公司、深圳市必易微电子股份有限公司、深圳市创芯微微电子股份有限公司、西安华泰半导体科技有限公司、灵矽微电子(深圳)有限责任公司、比亚迪半导体股份、广东赛微微电子、苏州纳芯微电子股份有限公司、圣邦股份、南京天易合芯电子有限公司、成都维客昕微电子有限公司、山海半导体、杭州万高科技股份有限公司、苏州领慧立芯科技有限公司 章节内容概述： 第1章、模拟前端（AFE）定义、统计范围、产品分类、应用等介绍，全球总体规模及展望。 第2章、全球模拟前端（AFE）主要企业，包括企业基本情况、主营业务及主要产品、模拟前端（AFE）销量、收入、价格、企业最新动态等。 第3章、全面分析全球竞争态势，分析维度包括企业的模拟前端（AFE）销量、价格、收入及份额、相关业务/产品布局以及下游应用/市场、模拟前端（AFE）行业并购，新进入者及扩产情况。 第4章、研究全球模拟前端（AFE）主要地区规模及预测，包括北美、欧洲、亚太、南美、中东及非洲等。 第5章、按不同产品类型拆分的模拟前端（AFE）细分规模及预测的分析，统计指标包括销量、收入、价格。 第6章、按不同应用拆分的模拟前端（AFE）细分规模及预测，统计范围包括销量、收入、价格。 第7章、模拟前端（AFE）在北美地区的细分市场情况，包括按不同国家、不同产品类型和不同应用细分的销量、收入、价格。（2019-2030） 第8章、模拟前端（AFE）在欧洲地区的细分市场调研情况，包括按不同国家、不同产品类型和不同应用细分的销量、收入、价格。（2019-2030） 第9章、模拟前端（AFE）在亚太地区细分市场情况的研究，包括按不同国家、不同产品类型和不同应用细分的销量、收入、价格。（2019-2030） 第10章、模拟前端（AFE）在南美地区细分市场情况分析，包括按不同国家、不同产品类型和不同应用细分的销量、收入、价格。（2019-2030） 第11章、模拟前端（AFE）在中东及非洲细分市场分析情况，包括按不同国家、不同产品类型和不同应用细分的销量、收入、价格。（2019-2030） 第12章、分析模拟前端（AFE）市场动态、驱动因素、阻碍因素、发展趋势、行业内竞争者现在的竞争能力、 潜在竞争者进入的能力、供应商的议价能力、购买者的议价能力、替代品的替代能力等 第13章、全面分析模拟前端（AFE）的产业链，包括原料及供应商、生产流程、成本结构及占比等 第14章、模拟前端（AFE）的销售渠道，包括直销、经销、典型经销商、典型客户 第15章、模拟前端（AFE）研究结论

　　日前，德州仪器 (TI) 基于其屡获殊荣的 ADS1298 产品系列，宣布推出业界首批支持片上呼吸阻抗测量的全面集成型模拟前端 (AFE)。这些已全面投产的 24 位 AFE集成了 40 多个分立组件，既可简化便携式心电图 (ECG) 设备中呼吸检测功能的实现，又可将组件数量锐减97%。该产品功耗极低，比分立式方案低95%。此款AFE提供 8 通道、6 通道以及 4 通道版本。 　　主要特性与优势 • 提供 20 毫欧分辨率的呼吸阻抗，可在 ECG 异常情况为病患呼吸实现准确监控与关联； • 集成 44 个分立组件，可将板级空间缩小97%。除全面集成型呼吸阻抗功能与用户可选相位调节之外，ADS1298R 器件还包含 8 个模数转换器 (ADC)、8 个可编程增益放大器 (PGA)、8 个有源滤波器以及速度检测接口、导联脱落检测、参考电压与右腿驱动 (RLD) 等； • 单位通道功耗仅为 750 uW，比分立式方案低95%；提供多个断电配置，可延长便携式病患监护设备的电池使用寿命； • 典型 4 uVpp 输入参考噪声优于国际电工委员会 (the International Electrotechnical Commission) 的 IEC60601-2-27/51 标准，可为便携式及高通道密度 ECG 设备实现极高的准确性； • 不足 0.15 mW/MHz 的 TMS320C5515 超低功耗 DSP 与业界领先低功耗 ADS1298R相得益彰，可进一步延长电池使用寿命。 　　工具与支持 ADS1298R 配备有一款评估平台。该 ADS1298R 性能演示套件 (ADS1298RECGFE-PDK) 包含简单易用的评估软件、内建分析工具（含示波器、FFT 以及直方图显示）、灵活的输入配置以及外部可选参考电路，其可在简单测试文件中导出用于后置处理的数据。 　　此外还提供用于检验电路板信号完整性需求的 IBIS 模型。   　　ADS1298 ECG/EEG AFE 系列 2010 年，ADS1298 以其创新型设计荣获 《电子设计技术》、《电子产品》以及 EN-Genius 授予的“年度荣誉产品”称号。与分立式方案相比，ADS1298 系列不但可将组件数量与功耗锐降 97%，同时还可支持呼吸、ECG 及心率监控以及非侵入式血压与病患体温监控等高级功能。 　　除 ADS1298R、ADS1296R 以及 ADS1294R 之外，ADS1298 系列还包含以下产品： • 适用于高性能便携式 ECG/ EEG（脑电图）设备的 24 位 AFE：8 通道 ADS1298、6 通道 ADS1296 以及 4 通道 ADS1294； • 适用于低成本便携式 ECG 设备的 16 位 AFE：8 通道 ADS1198、6 通道 ADS1196 以及 4 通道 ADS1194。

如今，心血管类疾病已经成为威胁人类身体健康的重要疾病之一，而清晰有效的心电图为诊断这类疾病提供了依据，心电采集电路是心电采集仪的关键部分，心电信号属于微弱信号，其频率范围在0.03～100 Hz之间，幅度在0～5 mV之间，同时心电信号还掺杂有大量的干扰信号，因此，设计良好的滤波电路和选择合适的控制器是得到有效心电信号的关键。基于此，本文设计了以STM32为控制核心，AD620和OP07为模拟前端的心电采集仪，本设计简单实用，噪声干扰得到了有效抑制。 1 总体设计方案 心电采集包括模拟采集和数字处理两部分，本设计通过AgCl电极和三导联线心电采集线采集人体心电信号，通过前置放大电路，带通滤波电路，50 Hz双T陷波后再经主放大电路和电平抬升电路把心电信号的幅度控制在STM32的A/D采集范围内，STM32通过定时器设定A/D采样频率，通过均值滤波的方式对得到的数字信号进行处理，最后在彩屏上描绘出心电图形，系统总体框图如图1所示。 图1 系统总体框图 2 硬件设计 2.1 主控模块电路设计 主控模块的STM32F103VET单片机是控制器的核心，该单片机是ST意法半导体公司生产的32位高性能、低成本和低功耗的增强型单片机，其内核采用ARM公司最新生产的Cortex—M3架构，最高工作频率72 MHz、512 kB的程序存储空间、64 kB的RAM，8个定时器/计数器、两个看门狗和一个实时时钟RTC，片上集成通信接口有两个I2C、3个SPI、5个USART、一个USB、一个CAN、一个SDIO，并集成有3个ADC和一个DAc，具有100个I/O端口。主控单片机管脚排列图如图2所示。 图2 STM32F103VET单片机管脚排列图 2.2 前置放大电路的设计 前置放大电路是模拟信号采集的前端，也是整个电路设计的关键，它不仅要求从人体准确地采集到微弱的心电信号，还要将干扰信号降到最低，由于心电信号属于差分信号，所以电路应采用差动放大的结构，同时要求系统具有高共模抑制比、高输入阻抗、低漂移等特点。因此，选择合适的运算放大器至关重要，这里选择仪用运放AD620实现前置放大，AD620具有高精度、低噪声、低输入偏置电流低功耗等特点，使之适合ECG监测仪等医疗应用。AD620的放大倍数由1与8脚之间的反馈电阻决定，增益G=49.4 kΩRG+1，由于心电信号中含有较大的直流分量，因此前置放大电路的放大倍数不能过大，在这里选择放大约10倍，因此反馈电阻R6取约5 kΩ，为提高电路的共模抑制能力，这里用一个OP07检测R10，R4上的共模信号驱动导线屏蔽层，消除分布电容。同时用另一个OP07运放和R5，C3，R7组成右腿驱动电路，在R10，R4上检测到的共模信号经反相放大器后经R7，反馈到人的右腿，进一步抑制了共模信号和50 Hz工频干扰，这里右腿驱动有一个对交流电的反馈通路，交流电的干扰可能对人体产生危害，因此这里要注意做好绝缘措施，同时保护电阻R7尽可能大，取1 MΩ以上。此外系统电源的不稳定也对心电信号的采集有较大影响，因此在本系统中，所有运放的电源脚都并联两个0.1μF和10μF的电容退耦，提高系统的稳定性，前置放大电路的电路图如图3所示。 图3 前置放大电路 2.3 带通滤波器的设计 从前置放大电路输出的心电信号还含有较大直流分量和肌电信号，基线漂移等干扰成分，所需采集的有用心电信号在0.03～100 Hz范围之间，因此需设计合理的滤波器使该范围内的信号得以充分通过，而该范围以外的信号得到最大限度的衰减，这里采用具有高精度，低偏置，低功耗特点的两个OP07运放分别组成二阶有源高通滤波器和低通滤波器，高通滤波器由C11，C17，R7，R10组成，截止频率f1≈0.03 Hz，低通滤波器由R8，R9，C10，C13组成，截止频率约为f2≈100 Hz，系统带通滤波器的电路如图4所示。 图4 带通滤波器 2.4 50 Hz双T陷波器设计 工频是心电信号中最主要也最常见的干扰源，虽然前面的右腿驱动电路对其有一定的抑制作用，但是仍有较大部分进入了后面的电路，因此有必要设计截止频率为50 Hz的带阻电路来进一步滤除干扰，带阻电路也称陷波器，顾名思义，带阻电路就是使某特定频率范围内的信号大幅衰减，而对该频率范围外的信号几乎不产生影响。双T陷波电路是典型的带阻电路，在双T网络中，两个T型网络的参数是对称的，如图5所示的50 Hz双T陷波电路中，R13=R14=2R16=R=32 kΩ，C20=2C19=2C18=C=200 nF，本质上是由两个T型高通滤波器和低通滤波器并联组成，图5所示电路的截止频率f0=1/2πRC≈50 Hz。 图5 50Hz 带阻滤波器 2.5 主放大以及电平抬升电路设计 心电信号的幅度约为0～4 mV，STM32 AD转换的输入电平要求为3.3 V，因此，为了单片机能够处理采集到心电信号，需将采集到的模拟信号放大800～1 000倍。前置放大电路已放大了10倍，理论上主放大电路约放大100倍即可。为确保信号不失真，一般单级放大不超过10倍，因此，可采取两级放大的方式来达到放大100倍的效果，U9固定放大10倍，U11的反馈电阻采用可调电阻，这样就可以通过变阻器的调节达到放大100的效果。此外，因为STM32单片机的A/D采集不能采集负电平，因此这里设计了如U7所示的电平抬升电路把心电信号提到0电平以上，方便单片机采集。 图6 主放大以及电平抬升电路电路 3 软件设计 得到心电信号后要输入STM32进行AD采集和软件滤波，最终送LCD实现波形显示，单片机初始化后，程序设计定时器每6 ms中断一次，在中断函数里，对读取到的A/D值采取均值滤波的形式滤除干扰，然后把之转换与彩屏对应的坐标值，在彩屏上画线实现波形的实时显示，整个系统的程序流程如图7所示。 图7 系统软件流程图 4 测试结果分析 通过电极片和三导联线在人的左臂，右臂，右腿部采集心电信号经前端模拟电路和STM32处理后，最后在示波器和彩屏上得到的心电信号如图8所示。 图8 系统效果展示图 从彩屏和示波器上所得的心电图来看，50 Hz工频信号和基线漂移得到了较好的抑制，从示波器上可看出，相邻两个波峰之间的时间大约为900 ms，这与真实的心电信号基本吻合，图像清晰稳定，能够较好地反映人体心电特征。 5 结束语 本设计实现的是以STM32为控制核心，以AD620，OP07为模拟信号采集端的小型心电采集仪，该设计所测心电波形基本正常，噪声干扰得到有效抑制，电路性能稳定，基本满足家居监护以及病理分析的要求，整个系统设计简单，成本低廉，具有一定的医用价值。

如今，心血管类疾病已经成为威胁人类身体健康的重要疾病之一，而清晰有效的心电图为诊断这类疾病提供了依据，心电采集电路是心电采集仪的关键部分，心电信号属于微弱信号，其频率范围在0.03～100 Hz之间，幅度在0～5 mV之间，同时心电信号还掺杂有大量的干扰信号，因此，设计良好的滤波电路和选择合适的控制器是得到有效心电信号的关键。基于此，本文设计了以STM32为控制核心，AD620和OP07为模拟前端的心电采集仪，本设计简单实用，噪声干扰得到了有效抑制。 1 总体设计方案 心电采集包括模拟采集和数字处理两部分，本设计通过AgCl电极和三导联线心电采集线采集人体心电信号，通过前置放大电路，带通滤波电路，50 Hz双T陷波后再经主放大电路和电平抬升电路把心电信号的幅度控制在STM32的A/D采集范围内，STM32通过定时器设定A/D采样频率，通过均值滤波的方式对得到的数字信号进行处理，最后在彩屏上描绘出心电图形，系统总体框图如图1所示。 图1 系统总体框图 2 硬件设计 2.1 主控模块电路设计 主控模块的STM32F103VET单片机是控制器的核心，该单片机是ST意法半导体公司生产的32位高性能、低成本和低功耗的增强型单片机，其内核采用ARM公司最新生产的Cortex—M3架构，最高工作频率72 MHz、512 kB的程序存储空间、64 kB的RAM，8个定时器/计数器、两个看门狗和一个实时时钟RTC，片上集成通信接口有两个I2C、3个SPI、5个USART、一个USB、一个CAN、一个SDIO，并集成有3个ADC和一个DAc，具有100个I/O端口。主控单片机管脚排列图如图2所示。 图2 STM32F103VET单片机管脚排列图 2.2 前置放大电路的设计 前置放大电路是模拟信号采集的前端，也是整个电路设计的关键，它不仅要求从人体准确地采集到微弱的心电信号，还要将干扰信号降到最低，由于心电信号属于差分信号，所以电路应采用差动放大的结构，同时要求系统具有高共模抑制比、高输入阻抗、低漂移等特点。因此，选择合适的运算放大器至关重要，这里选择仪用运放AD620实现前置放大，AD620具有高精度、低噪声、低输入偏置电流低功耗等特点，使之适合ECG监测仪等医疗应用。AD620的放大倍数由1与8脚之间的反馈电阻决定，增益G=49.4 kΩRG+1，由于心电信号中含有较大的直流分量，因此前置放大电路的放大倍数不能过大，在这里选择放大约10倍，因此反馈电阻R6取约5 kΩ，为提高电路的共模抑制能力，这里用一个OP07检测R10，R4上的共模信号驱动导线屏蔽层，消除分布电容。同时用另一个OP07运放和R5，C3，R7组成右腿驱动电路，在R10，R4上检测到的共模信号经反相放大器后经R7，反馈到人的右腿，进一步抑制了共模信号和50 Hz工频干扰，这里右腿驱动有一个对交流电的反馈通路，交流电的干扰可能对人体产生危害，因此这里要注意做好绝缘措施，同时保护电阻R7尽可能大，取1 MΩ以上。此外系统电源的不稳定也对心电信号的采集有较大影响，因此在本系统中，所有运放的电源脚都并联两个0.1μF和10μF的电容退耦，提高系统的稳定性，前置放大电路的电路图如图3所示。 图3 前置放大电路 2.3 带通滤波器的设计 从前置放大电路输出的心电信号还含有较大直流分量和肌电信号，基线漂移等干扰成分，所需采集的有用心电信号在0.03～100 Hz范围之间，因此需设计合理的滤波器使该范围内的信号得以充分通过，而该范围以外的信号得到最大限度的衰减，这里采用具有高精度，低偏置，低功耗特点的两个OP07运放分别组成二阶有源高通滤波器和低通滤波器，高通滤波器由C11，C17，R7，R10组成，截止频率f1≈0.03 Hz，低通滤波器由R8，R9，C10，C13组成，截止频率约为f2≈100 Hz，系统带通滤波器的电路如图4所示。 图4 带通滤波器 2.4 50 Hz双T陷波器设计 工频是心电信号中最主要也最常见的干扰源，虽然前面的右腿驱动电路对其有一定的抑制作用，但是仍有较大部分进入了后面的电路，因此有必要设计截止频率为50 Hz的带阻电路来进一步滤除干扰，带阻电路也称陷波器，顾名思义，带阻电路就是使某特定频率范围内的信号大幅衰减，而对该频率范围外的信号几乎不产生影响。双T陷波电路是典型的带阻电路，在双T网络中，两个T型网络的参数是对称的，如图5所示的50 Hz双T陷波电路中，R13=R14=2R16=R=32 kΩ，C20=2C19=2C18=C=200 nF，本质上是由两个T型高通滤波器和低通滤波器并联组成，图5所示电路的截止频率f0=1/2πRC≈50 Hz。 图5 50Hz 带阻滤波器 2.5 主放大以及电平抬升电路设计 心电信号的幅度约为0～4 mV，STM32 AD转换的输入电平要求为3.3 V，因此，为了单片机能够处理采集到心电信号，需将采集到的模拟信号放大800～1 000倍。前置放大电路已放大了10倍，理论上主放大电路约放大100倍即可。为确保信号不失真，一般单级放大不超过10倍，因此，可采取两级放大的方式来达到放大100倍的效果，U9固定放大10倍，U11的反馈电阻采用可调电阻，这样就可以通过变阻器的调节达到放大100的效果。此外，因为STM32单片机的A/D采集不能采集负电平，因此这里设计了如U7所示的电平抬升电路把心电信号提到0电平以上，方便单片机采集。 图6 主放大以及电平抬升电路电路 3 软件设计 得到心电信号后要输入STM32进行AD采集和软件滤波，最终送LCD实现波形显示，单片机初始化后，程序设计定时器每6 ms中断一次，在中断函数里，对读取到的A/D值采取均值滤波的形式滤除干扰，然后把之转换与彩屏对应的坐标值，在彩屏上画线实现波形的实时显示，整个系统的程序流程如图7所示。 图7 系统软件流程图 4 测试结果分析 通过电极片和三导联线在人的左臂，右臂，右腿部采集心电信号经前端模拟电路和STM32处理后，最后在示波器和彩屏上得到的心电信号如图8所示。 图8 系统效果展示图 从彩屏和示波器上所得的心电图来看，50 Hz工频信号和基线漂移得到了较好的抑制，从示波器上可看出，相邻两个波峰之间的时间大约为900 ms，这与真实的心电信号基本吻合，图像清晰稳定，能够较好地反映人体心电特征。 5 结束语 本设计实现的是以STM32为控制核心，以AD620，OP07为模拟信号采集端的小型心电采集仪，该设计所测心电波形基本正常，噪声干扰得到有效抑制，电路性能稳定，基本满足家居监护以及病理分析的要求，整个系统设计简单，成本低廉，具有一定的医用价值。

  作者： Ismail Oguzman 和 Arash Loloee，德州仪器 (TI)   关键词： 超声波、医学、医学成像、模拟、模拟前端、超声波发送器、高压发送器、高压开关、波束形成器、TX734、AFE5851、TX810、德州仪器、TI   引言   医学成像领域正极大地受益于应用物理和电子学的研究和发展， 特别是在诸如仪表设备、影像采集和建模等领域。由于其完全无 创伤性，超声波在各种成像模式中占有特别的位置，其为内脏器 官研究提供了一种可靠的方法。超声波技术用于医疗目的已有半 个多世纪。然而，这种必需的设备体积庞大且价格昂贵，直到最 近才专门使用一些分立组件来制造。   由于半导体工艺技术的进步，这种趋势正在发生变化。现在，可以完全使用半导体 IC 来制造超声波收发器。更低电压的 IC 技术现在让具有显著高增益和低噪声性能的超声波接收机芯片成为现实。同样地，在更高电压端，人们日益关注驱动超声波变送器的发送器 IC 的制造。本文概述了超声波发送器芯片设计的一些进展及其存在的诸多挑战。   超声波系统概述：发送和接收功能   简言而之，超声波系统的工作原理是产生用于患者身上的声波，然后接收并处理反射信号来形成患者身体的影像。发送至身体内的原始声波由一个变送器产生，其一般由发送器产生的电脉冲激发。类似地，反射声波由变送器接收，然后转换回电形式。最后对得到的信号进行处理，以确定相关身体部位的内部结构 。   图 1 显示了一个完整医疗超声波系统的典型构造。发送路径的实现可以有几种不同的方法。该路径可能由一个波束形成器以及许多电平转换器、栅极驱动器和高压开关组成，其输出被发送给超声波变送器。一般而言，变送器由压电材料制造，其将高压电气信号转换为声波，即系统的最终输出。       图 1 完整医疗超声波系统的典型结构图   一些系统中，在通过数字逻辑驱动输出级的发送路径中，从始至终都得到保持信号的数字属性。然而，您也可以以一种模拟方式创建并发送信号到变送器。其涉及一个将波束形成器输出转换为模拟格式的数模转换器 (DAC)。然后，在将其发送到变送器以前，模拟放大被用于产生的信号 。   超声波系统的接收路径方面，使用了一种模拟方法。因为接收信号的振幅远低于发送信号，因此前端包括一个低噪声放大器，其后为某种增益控制模块。滤出非相关高频部分以后，得到的信号通过一个模数转换器 (ADC) 被转换为数字格式，而该模数转换器的输出则由波束形成器来处理。   超声波收发器系统的其他重要部分包括一个对多个通道活动进行交互的多路复用器，以及一个控制变送器和收发器电子元件之间信号流量的收/发开关。收/发开关的一个关键功能是在发送事件期间保护接收机，因为发送事件涉及过高的发送线路电压，其远高出接收机模块的承受能力。   超声波系统要求：发送路径挑战电压范围和工作频率   我们目前为止所描述的超声波系统可以产生各种信号图像来满足不同成像模式的要求。在极端范围下，您可以获得 B 型显示和谐波成像应用要求的高压 (60-100 V)、低占空比 (0.5-2.0%) 信号。在另一种极端情况下，可以获得连续波 (CW) 多普勒型成像模式要求的低压 (3-10 V)、100% 占空比信号。 这就是说，1 到 20 MHz 基频范围时，相应占空比条件下，要求超声波系统的发送器电路产生 +/–3 V 到 +/–100 V 范围的输出电压。   很明显，发送器输出的 +/–100 V 要求需要一些高压开关。当发送器包括一个 IC 时，这种要求转变为高压晶体管，并对其优化以承受大电场。同样地，它们在低压 (10 V) 下表现不佳，而这种低压一般用于 CW 运行。设计一个发送器来满足电压范围极远端的产品规范仍然存在一个严峻的挑战。   输出电压的宽范围并非是制造超声波发送器器件方面的唯一难题。还有更多的挑战。   转换速率 根据先前提及的电压摆幅和工作频率范围，发送器可能必须产生高达 8 V/ns 的转换速率。结合代表变送器的 100 W 和 300 pF 典型并行负载，可知发送器在最为苛刻的情况下会提供接近 3A 的瞬态电流（请参见 图 2 ）。     图 2 +/–100 V 电源时典型的超声波发送器输出，以及流入 100 ?   和 300 pF 并行负载的相应瞬时电流。 谐波失真 超声波发送器的理想输出是一种正弦信号，其满足了最高电压振幅和工作频率要求。您可以生成一个矩形脉冲，而非创建这种难以生成的模拟信号。受限于变送器的低通滤波特性以后，这种脉冲被降低至仅其谐波的前几个。其余偶次谐波中，第二个谐波一般为罪魁祸首。因此，第二谐波的抑制量成为超声波发送器的主要品质因数。     脉冲对称性和归零 我们可以直观地理解超声波发送器输出的对称性要求。然而，这里需要深入理解的是输出信号不必为一个长脉冲群。它可能包括一个单正极和负极脉冲对，脉冲对的前后均为 0 V。同样地，信号归至 0 V 的质量变得至关重要。有时，它被称为“阻尼”函数（请参见 图 3 ），并对一些超声波模式产生巨大的影响，例如：人体非线性为主要信息源的谐波成像等 。   因此，由正脉冲归至 0 V 与由负脉冲归至 0 V 的对称性以及它们发生速度的快慢成为决定输出信号线性质量的因素。     图 3 快速归零（阻尼）函数改善了超声波发送器系统的输出信号线性，在一些脉冲情况下这尤为重要。   导通电阻 导通状态下输出晶体管的电阻对超声波发送器的运行至关重要。首先，导通电阻与负载一起决定了输出信号的升降时间，其设定可达到的输出频率。其次，它直接影响功耗。根据前面提到的电压和电流范围，在超声波发送事件期间，会出现大量的功耗。这种功耗的程度取决于 B 模式显示或谐波成像等情况的高压和低占空比与 CW 多普勒型成像模式的低压和持续工作之间的相互作用。   超声波发送器系统的其他重要性能参数还包括输出信号抖动和相位噪声，以及通道之间的延迟匹配。   半导体的出现 过去几十年，半导体技术一直都是通信和计算机行业进步的基础。现在，它们即将给医疗技术带来类似的突破，特别是在成像应用中。超声波也不例外，它见证了从习惯使用的分立系统转至完全集成的半导体芯片型解决方案这样一场正在进行的运动。由于其固有的高速、低功耗和小体积等优势，半导体 IC 可以帮助医学成像厂商缩短其产品上市时间、实现终端设备的便携性、提高产品可靠性和性能同时保持成本的可控性。   现在，可以通过单片 IC 解决方案来实现收发以及收/发开关功能。目前可用的一些 IC 发送器均能够产生高达 8 V/ns 转换速率的 +/–100 V 输出电压，以及低于 –40 dBc 的第二谐波失真。通过有源阻尼架构，可以实现脉冲对称性和快速归零。例如，TI 的 TX734 是一款 +/–90 V、+/–2 A、3 级、4 通道、具有有源阻尼功能的集成发送器。该集成超声波脉冲发生器与 AFE5851（一款 16 通道模拟前端芯片）和TX810（一款 8 通道收/发开关）均为超声波系统 IC 解决方案的例子。   结论 过去几十年，医学成像领域取得了许多重大进步。超声波技术在这些进步中扮演一种特别的角色，经证明其为诸多应用的一种通用诊断工具。这些应用范围广泛，从产科学到血管成像，到一些程序中的针头引导，甚至包括某些良性和恶性肿瘤的治疗。半导体 IC 技术正以一种越来越快的步伐支持这种发展。由于各种 IC 的出现，实现了超声波系统的所有主要功能，从而让广大临床医生和其他用户都能够享受到便携性、高图像分辨率和高产品可靠性等重要技术进步。   参考文献   《探测与成像基础物理学》，作者：W. Allison，牛津大学出版社，2006 年。 《诊断医学超声波功率驱动电路》作者：B. Haider，第 18 届功率半导体器件和功率集成电路国际会议 IEEE协会会报，2006 年 6 月。 《基于组织非线性属性的一种新型成像技术》，作者：M. A. Averkiou、D. N. Roundhill 和 J. E. Powers，1997 IEEE 国际超声研讨会。 《更高阶非线性超声波成像》，作者：B. Haider 和 R. Y. Chiao，1999 IEEE 国际超声研讨会。   作者简介   Ismail Oguzman 现任 TI 高级 IC 设计工程师兼科技委员会成员。他毕业于土耳其伊斯坦布尔科技大学 (Istanbul Technical University)，获电子工程理学士学位；后又毕业于佐治亚理工学院 (Georgia Institute of Technology)，获物理学博士学位和硕士学位。   Arash Loloee 现任 TI 高级 IC 设计工程师兼科技委员会成员。他毕业于北得克萨斯大学 (University of North Texas, Denton, Texas)，获物理学理学士学位；后又毕业于南卫理公会大学（达拉斯）(Southern Methodist University, Dallas, Texas)，获物理学博士学位和电子工程硕士学位。此外，Arash 还在德州达拉斯大学 (University of Texas at Dallas) 教授模拟电路课程。