标签: 有效分辨率

您可能知道，有效位数 (ENOB) 和有效分辨率都是与 ADC 分辨率有关的参数。理解它们的区别并确定哪个更具相关性，是令 ADC 用户与应用工程师等极为困惑的问题，经常因此发生争论。 您认为哪个更重要？ ADC 的分辨率位数 (N) 可决定 ADC 的动态范围 (DR)，其代表 ADC 可测量的输入信号等级范围，通常以 为单位。DR 可定义为： 请注意，由于信号在给定时间视窗内的 RMS 幅值取决于信号幅值在该时间视窗内如何变化，因此 ADC 的 DR 变化取决于输入信号特征。对于其满量程范围 (FSR) 内的恒定 DC 输入而言，理想的 N 位 ADC 可分别测量 FSR 和 FSR/2N 的最大及最小 RMS 幅值。因此，ADC 的 DR 为： 同理，对于幅值随 ADC FSR 变化而变化的正弦波信号输入而言，理想的 N 位 ADC 可测量 (FSR/2)/√2 的最大 RMS 幅值。正弦波输入信号的最小可测量 RMS 幅值受量化误差的限制，其近似于幅值为半个 LSB 或 FSR/2N+1 的锯齿波。幅值 A 的锯齿波 RMS 幅值为 A/√3。因此，正弦波输入信号的理想 ADC 的 DR 是： 真正的 ADC 具有可降低 DR 的误差。事实上，根据输入信号特征的不同，在输入信号接近其最小值时，ADC 输出有不同类型的误差占主导地位。 对于恒定 DC 输入而言，ADC 的输出误差主要取决于所谓的“过渡”噪声，其包含 ADC、ADC 驱动器以及电源等组件的固有宽带散热噪声。如果 ADC 不存在较大的线性 (DNL) 问题，过渡噪声可在 ADC 输出端产生一个近似高斯代码分布。 图 1：恒定 DC 输入的 ADC 输出代码直方图 本直方图的一个标准偏差 (σ HISTO ) 相当于过渡噪声的 RMS 值。在 σ HISTO 1 LSB 时，ADC 的 DC DR 就会减小至： 将 (2) 和 (4) 组合起来，可重新计算出降低的分辨率或有效分辨率： 同理，对于时间变化的输入而言，ADC 的输出包含动态误差（即量化噪声与失真）以及可降低 DR 的过渡噪声。改变后的 DR 通常被称为 SINAD，重新计算的 ADC 分辨率被称为 ENOB。因此： 总之，给定 ADC 可能具有不同的 DR 和分辨率，主要取决于输入是 AC 还是 DC 信号。因此，ADC 分辨率有单独的衡量指标，其对应于不同的输入条件，即 ENOB 对应于 AC 输入，有效分辨率对应于 DC 输入。确定哪种更适合自然取决于您的应用。

ADC的一个重要趋势是转向更高的分辨率。这一趋势影响着一系列的应用，包括工厂自动化、温度检测，以及数据采集。对更高分辨率的需求使设计者们从传统的12位SAR(逐次逼近寄存器)ADC，转向分辨率达24位的Δ-Σ ADC。所有ADC都有某种程度的噪声，包括输入相关噪声以及量化噪声，前者是ADC本身固有的噪声，后者则是在ADC转换时出现的噪声。噪声、ENOB(有效位数)、有效分辨率、无噪声分辨率等指标基本上定义了一款ADC的精度。 因此，了解有关噪声的性能指标要比从SAR转向Δ-Σ ADC更加困难。鉴于当前对更高分辨率的需求，设计者必须更好地了解ADC噪声、ENOB、有效分辨率，以及信噪比。 更高分辨率 过去，一只12位SAR ADC通常就足以测量各种信号与电压输入。如果某个应用需要更精细的测量，设计者可以在ADC前加一个增益级或PGA(可编程增益放大器)。对于16位设计，设计者的选择仍然主要是SARADC，但也包含了某些Δ-Σ ADC。但对16位以上的设计，Δ-Σ ADC正在变得更加适用。SAR ADC现在有18位的极限，而Δ-Σ ADC正将自己的空间扩充到18位、20位和24位。ADC的价格在过去10年有不小的下降，使用也变得更简单，获得了更广泛的理解。 有效分辨率 下式定义了有效分辨率的位数： 有效分辨率=log2(满量程输入电压范围/ADC-rms噪声)，或更简单地，有效分辨率=log2(VIN/VRMSNOISE)。不要将有效分辨率与ENOB相混淆。测量ENOB的最常用方法是对ADC的一个正弦波输入做快速傅里叶变换分析。IEEE标准1057将 有效分辨率与无噪声分辨率测量的是ADC在基础dc的噪声性能，它不是频谱失真中的因素，包括总谐波失真和无寄生动态范围。一旦知道了ADC的噪声与输入范围，对有效分辨率和无噪声分辨率的计算就变得简单了。 ADC的输入电压范围取决于基准电压。如果ADC包含有一个PGA，则还要把PGA考虑到电压范围内。有些Δ-Σ ADC包括了用于提高小信号增益的PGA。带PGA的最新ADC通常都标示噪声小于100nV rms。虽然这个噪声数字看似比老款ADC有吸引力，但它通常采用的是一个小输入范围，根据基准电压，小的输入范围才能最终放大以适配一个较宽的ADC有效范围。因此，这些ADC的有效分辨率与无噪声分辨率可能弱于那些不带PGA的ADC。 无噪声分辨率 无噪声分辨率采用的是峰峰电压噪声，而不是rms噪声。下式定义了无噪声分辨率的位数：无噪声分辨率=log2(满量程输入电压范围/ADC的峰峰噪声)。无噪声分辨率=log2(VIN/V-p-p噪声)。可以用实验室中的5位半或6位半数字万用表来看待无噪声或无闪烁分辨率。如果显示的最后一位数稳定且不闪烁，则数据输出字就高于系统的噪声水平。以6.6的波峰因数为例，峰峰噪声是rms噪声的6.6倍。因此，有效分辨率要比无噪声分辨率高2.7位。采用相同的噪声与基准值，无噪声分辨率为18.9位。 无噪声计数 无噪声计数是精密系统用于评估ADC性能的另一个指标，尤其是在称重天平等应用中，它可能需要50000个无噪声计数。这个值的计算方法是将无噪声分辨率转换为2N因数的计数。例如，采用式210，一个理想10位ADC有1024个无噪声计数。一个理想的12位 ADC有4096个无噪声计数。同样，采用相同的无噪声分辨率值，该例可得218.9，合489178个无噪声计数。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 Δ-ΣADC的过采样 Δ-Σ ADC采用一种过采样结构，这意味着ADC的内部振荡器/时钟频率高于输出数据(或吞吐量)速率。有些Δ-Σ ADC可以改变输出数据的速率，使设计者能够优化采样，在最差噪声情况下获得较高速度，或用更多的过滤和噪声整形(将噪声推入测量区以外的频段)而获得较低速度和更好的噪声性能。很多新的Δ-Σ ADC都以表格形式提供有效分辨率和无噪声分辨率值，从而易于比较权衡。 表1给出了一个ADC的例子，包括双极模式和单极输入模式下的数据速率、噪声、无噪声分辨率，以及有效分辨率。24位的MAX11200 ADC既可以测双极输入，也可以测单极输入。它的工作电压为2.7V~3.6V，基准电压最高可以偏置到电源电压。双极值基于±3.6V的最大输入范围，而单极测量则基于0V~3.6V的输入范围。 设计者可以通过软件，对MAX11200内部振荡器编程，在较低的数据速率设置下为60Hz抑制的2.4576MHz，或在较低数据速率下50Hz抑制的2.048MHz。无论哪种数据速率，ADC噪声都相同。因此，获得的无噪声分辨率与有效分辨率值都是一样的。你可以为一个55Hz陷波滤波器采用外接振荡器，可同时在50Hz与60Hz获得好的抑制效果。 有效的双极分辨率最大为24位，因为输出的数据字长为24位。在三个最低的数据速率设置下，ADC的噪声水平足够的低，如果ADC要在串行接口上输出24位以上数据，则有效分辨率优于24位。除非有数据输出字的限制，否则有效分辨率总是比无噪声分辨率好2.7 位。噪声整形使Δ-Σ ADC能够实现低噪声与高精度。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载 噪声整形、过滤 图1是一个标准ADC的量化噪声，图2详细描述了一只ADC，包括过采样、数字滤波器，以及抽取。大多数采用过采样的ADC核心是Δ-Σ单元。N倍过采样会在较宽的频带上散播噪声，而数字滤波器可消除大部分噪声。图3详解了一个Δ-Σ调制器，它在图2的相同块中增加了噪声整形。将噪声推至不对称的较高频率，可使噪声位于最低频带。这种技术使Δ-Σ ADC制造商能够实现优于1μV rms的噪声值。 图1，一个标准ADC的噪声性能弱于Δ-Σ ADC器件。 图2，一个采用N倍过采样、数字滤波器和抽取的ADC改进了噪声性能。 图3，在一个采用N倍过采样、噪声整形、数字滤波器、抽取的ADC中，ADC输入频带内的噪声(黄色)大大降低。 有了过采样能力和固有的低噪声，Δ-Σ ADC成为需要较高分辨率的系统的最佳设计选择。随着设计者必须处理的信号越来越小，选择正确ADC的关键就变为要准确地理解ADC噪声、有效分辨率、ENOB，以及无噪声分辨率。 《电子设计技术》网站版权所有，谢绝转载