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如今，模拟电压比较器在测量与控制等电路中已经有着广泛的应用，其中被测的输入电压信号大都是经过传感器转变而来的现实模拟信号，而输出则只有两种可能：高电平或者低电平。 对于模拟电压比较器而言，首先必须得明确一个最核心的principle：   （注：Assume此运放为双电源供电，且值为+Uom和-Uom） a）当输入端V+V-时，输出电压Uomax接近于+Uom； b）当输入端V+ 为什么要说是“接近于”呢？原因在于：其实由于受到运放内部输出结构的限制，真正的“轨到轨”是不可能实现的。 Moreover，实际运用的运放并非开环增益是无穷大的，所以，运放工作状态从线性区进入非线性区必定是需要一定时间的，上图已体现出来了这一点。 模拟电压比较器常见的有三种类型，下面分别简要介绍。 1、单限比较器（Single limit comparator）： 运算放大器的开环增益值一般都是极大的，开环状态时只要两个输入端电压有微小的不同，即可导致运放的输出正向饱和或者负向饱和。所以，如上图所示，若ui 稍微偏离阈值电压，则输出便可迅速达到Uomax或者Uomin。这说明它对于外界电压信号是非常“敏感”的，以致于一个随机噪声的引入即可轻易使得比较器发生意料之外的误动作。 关于这个问题，一方面可以在参考电压的电势点处并联一个LPF，以降低噪声信号对比较器的干扰；另一方面，可以设计一个滞回电压比较器，利用它的滞回特性来有效解决。 2、滞回比较器（Hysteresis comparator）： 从我画的这个简图容易清晰地看出，Uo从Uomin跃变为Uomax和Uo从Uomax跃变为Uomin的阈值电压不像单限比较器那样是同一个，这里滞回电压比较器有两个阈值电压（即-UT和+UT）。 需要特别指出的是；由于滞回比较器电路中引入了一个正反馈，就如同触发器的原理那样，输出电压Uo的跃变速度比单限比较器要快得多，为此我特意把简图中的跃变斜率加大了，以体现出这个差别。从图中还可看出，当输入信号处于（-UT，+UT）区间时，输出电压是不会产生跃变的，也就是说，滞回比较器的抗干扰能力提高了，可以避免输入的检测电压有一些噪声电压时，使得输出发生误动作；however，它的灵敏度却不如单限比较器了。 3、窗口比较器（Window comparator）： 窗口比较器可以检测一个电压信号是否在一定的区间范围内，若超出了这个范围则可以引入相关的措施得以修正。 电压比较器常见的输出结构有两种：集电极开路（或漏极开路）和互补式输出结构。实际电路设计时，可以适当设置输出结构的参数值，以获得合适的UoH和UoL（关于这两种输出结构的介绍，可以参考： http://forum.eet-cn.com/BLOG_ARTICLE_5676.HTM ）。不建议在输出端简单地加上稳压管限幅电路，因为齐纳稳压管本身的噪声就比较大，不利于精度要求高的场合。 为了保护运放的输入端，并联两个反向的二极管的确是一个明智之举，however，不能忘记了限流，否则功率过大的话，会容易把二极管给烧了，最好是在输入电压电势点和二极管之间串联一个合适阻值的电阻。当然输出端也一样要注意这个问题，需时刻注意功率过大的所带来的后果。有些情况下还需要更加特别的对待输入端的设置，例如LM393，这个集成芯片的输入端负向电压波动只能限制在-0.3V以内，面对这个问题，可以用下面方法来处理： 本文小结：虽然模拟电压比较器相对而言不复杂，但是它确实有着非常重要的作用，并且还是很多电路的基本组成单元，如PWM电路、线性稳压器电路等。这些得需要依靠做项目、实践调试才行，只有这样才能更好的认识模拟电压比较器并加以运用。

信号链基础知识之开关型稳压器 上一篇文章中探究了一下线性稳压器的原理与应用，其中印象最深刻的莫过于这类器件的 efficiency 问题了， Poor Efficiency 几乎是人尽皆知！而且由于芯片内部是串联结构的缘故，导致 Regulated Output Voltage 必定是小于其 Input Voltage 。这些使得电路设计者是“欲弃之而又不舍”啊——可是它产生的噪声那是相当的 Ultra Low ，设计电路时基本不需要考虑 EMI 问题，且电路设计很简单、输出纹波电压小。继续信号链基础知识系列的探讨，本文将解析开关型稳压器的拓扑电路原理、应用以及几个需要注意的方面。 开关型稳压器和线性稳压器的拓扑电路是大体一致的，最主要的差别是以前的“ Pass Element ”现在变成了“ Switching Element ”，如下图所示：  Analysis ：此时，调整管不是工作在放大状态，而是开关状态，电路通过引入负反馈，控制开关的“断开时间”和“导通时间”——即控制占空比，得到矩形波，再经 LC 滤波，得到直流电压，以此达到自动调节输出电压的目的。正是由于这样的一个工作机理，使得其输出电压的纹波系数要大于线性稳压器的！ 开关型稳压器中最核心的组成部分当属 DC-DC 变换器，它有很多类型，如 Boost 、 Buck 、 Buck-Boost 、 Cuk 、 Charge-Pump 等，本文将着重分析介绍前面三种。 1 、 Boost Converter ： a ）当 MOS 管饱和导通时， 流经电感的电流表达式为 由于此时电感上的压降为u L=Ui ，所以 iL 近似随时间线性增长，在 ton 时间段内，有 b ）当 MOS 管截止断开时，   流经电感的电流表达式为 由于此时电感上的压降 uL=Uo-Ui ，所以 iL 近似随时间线性递减，在 toff 时间段内，有 为了保持流经电感上的电流能够连续，则要求 即 可见，调节调整管的开关时间 ton 即可调节 Uo 的值，且由于 ton/T 恒小于 1 ， so ， Uo 必定大于 Ui ，此即升压（ Boost ）型 DC-DC 变换器。 2 、 Buck Converter ： a ）当 MOS 管饱和导通时， 流经电感的电流表达式为 由于此时电感上的压降 uL=Ui-Uo ，所以 iL 近似随时间线性增长，在 ton 时间段内，有 b ）当 MOS 管截止断开时， 流经电感的电流表达式为 由于此时电感上的压降 uL=Uo （暂且忽略二极管的压降），所以 iL 近似随时间线性递减，在 toff 时间段内，有 为了保持流经电感上的电流能够连续，则要求 即 可见，调节调整管的开关时间 ton 即可调节 Uo 的值，且由于 ton/T 恒小于 1 ， so ， Uo 必定小于 Ui ，此即降压（ Buck ）型 DC-DC 变换器。 3 、 Buck/Boost Converter ： a ）当 MOS 管饱和导通时， 流经电感的电流表达式为 由于此时电感上的压降 uL=Ui-Uo ，所以 iL 近似随时间线性增长，在 ton 时间段内，有 b ）当 MOS 管截止断开时， 流经电感的电流表达式为 由于此时电感上的压降 uL=Uo ，所以 iL 近似随时间线性减小，在 toff 时间段内，有 为了保持流经电感上的电流能够连续，则要求 即 从上面表达式可以看出， （Ⅰ）当 ton/T=0.5 时， Uo=-Ui ，即 Inverter ； （Ⅱ）当 ton/T0.5 时， UoUi 即 Boost Converter ； （Ⅲ）当 ton/T0.5 时， Uo 即 Buck Converter ； 有些应用于输出、输入高压差的情况下，为了保护开关管，需要采取电气隔离的措施，则可以在开关管和二极管之间跨接一个变压器解决这个问题， 给它一个名字叫“ Flyback Converter ”。 在 DC-DC 拓扑电路基础上加上 PWM 控制环路后，便可得到一个比较简单的开关型稳压电路了。举个例子如下： 到此为止，开关型稳压器拓扑电路的工作原理我已经作了比较清晰、直白的分析，然后再来看看几个需要注意的问题，为电路设计的实际操作做好坚实的理论基础。   （ 1 ）关于开关管的问题：   在实际应用电路中，调整管的“开关”都是由能够承受高反峰电压的双极型功率晶体管或 MOS 管实现的。其开关特性主要由极间电容体现的，极间电容越小，开关速度就可以越快。   （ 2 ）关于续流二极管的问题：   选用这种器件时，若电路工作电流比较大，则应选用面接触型二极管；反之，若电路工作电流不大，则可选用点接触型二极管。   特别需要注意的一点就是：二极管在开关型稳压器中带来的应力问题。在开关频率非常高的情况下，二极管进入工作状态需要一定的时间，且在开始工作的初始几个纳秒内，二极管的压降会高于标称二极管的箝位电压。二极管的这个鲜为人知的“属性”在低压、高速开关应用中对于输出电压的纹波“贡献”尤为大。而且二极管的反向恢复时间一般要大于正向导通时间，这也会造成输出纹波一定程度的恶化。所以关于二极管的选取，需要事先做一下它的特性分析和现场调试。   （ 3 ）关于电感、电容的问题：   这里电感主要是起到储存能量—释放能量的作用，而且储能量一般较大。当电感值过小时，会造成电感上的电流纹波过大，所以最好是选择功率电感器。更加给力的是：大电感便于电路在更低的输入电压下启动。   为了使输出电压的纹波尽量减小，电容 C 的取值应该足够大，而且建议使用 ESD 低的但电容。最好不要选电解类电容器，因为这种电容器那是“出了名”地高泄漏！不利于输出纹波的减小。     本文小结：总上所述，尽管开关型稳压器有这么多的“好处”，但是不可否认的是，它确实有一些“瑕疵”——噪声大、输出纹波大、不易检修等。开关电源的设计需要丰富的模拟电路知识和经验，涉及到元器件选取、控制环路、 EMC 等很多方面，这也是模拟电路工作者需要努力的方向，毕竟国内开关电源的设计水平和国外相比还是有比较大的差距的。 不过，所谓凡事不可“沙滩建高楼”，倘若把基础知识打扎实了，再加上好的机遇，那么相信在不远的将来“后来者居上”也并非难事！        

一般来说，现在各种电子设备所需的供电电源，除了电池之外，大都是由电力网提供的频率为50Hz的交流电压转化而成的直流电压，但是实际上，由于输入电力网的电压波动以及负载的变动等因素，使得这个直流电压的稳定性并不让人乐观。由此，引入了电源调节电路，它主要包括两大类：线性调节电路和开关调节电路。本文将着重分析线性稳压器的原理以及应用时应该注意的一些细节。 实用的线性稳压电路一般包括以下5个部分：调整管、基准电压电路、取样电路、比较放大电路和保护电路。其拓扑电路如下图所示： Analysis：它主要是以稳压管稳压电路为基础，利用晶体管的电流放大作用，增大负载电流；在电路中引入深度负反馈使得输出电压保持恒定；并且还可通过反馈网络参数使得输出电压可调。下面是一个很简单明了的线性稳压器： Analysis：这里最关键的是要理解清楚晶体管必须是工作在放大状态！因为只有当晶体管工作在放大状态时，集电极电流才由基极电流控制，而不受集电极—发射极之间电压变化的影响。再直观一点的说就是：当输入为脉动的直流电压时，晶体管的集—射极之间的电压在随机波动，但是由于引入了电压负反馈的缘故，Ic却基本不变，so，负载两端的电压也就达到了稳压的效果了。如果更加细心一点的话，就会发现其实这个电路中还隐含着一个关系式： 因此，顾名思义线性稳压器，其实也就是因为调整管工作在线性区。同时，调整管是与负载相串联的，也正是因为这个缘故，线性稳压器在输入与输出之间需要一个不小于一定值的电压差才能正常工作，这个“一定值”大约为3V，因为整流器的压降一般是1~2V。 线性稳压器可以分为固定式稳压器和可调式稳压器两类。下面分别分析一下： （1）固定式稳压器——即输出电压不能进行调节。   （2）可调式稳压器——即输出电压可以通过外接元件进行调节（当然这是具有一定的范围的）。它有三个引脚端，除了输入和输出端外，还有一个电压调整端，这个端口是基准电压电路的公共端。   对于图中的调整端Adj节点，根据Kirchhoff电流定律，可以推出以下关系式： Where，Uo-Adj是输出端和调整端之间的常量电压，对于LM317来说，其值为1.25V， 且非常稳定。 同时这里也暴露了一个问题：当调整端电流Iadj变化时，将会增大输出电压的纹波系数。为了解决这个问题，可以在稳压器和取样电阻之间加一个电压跟随器来隔离两者。如下图所示： 可见，稳压器调整端电流对输出电压的影响消除了。 为了进一步减小负载两端的纹波电压，输出电容对于稳压器的稳压作用非常关键，选用较大的输出电容值是为了减小输出纹波。在输出电流较大时，电容的等效串联电阻（ESR）是造成纹波的主要因素，因此，建议使用ESD低的但电容。滤波电容在正向整流期间存储电荷，存储的电荷可以减少输出的波动；在负相整流期间，滤波电容通过负载放电——使得输出电平有一个足够缓慢下降的变化，从而保持输出电压在一定电平上。 查一下7805的DATASHEET可知，7805的纹波抑制能力大约在70dB左右，则有： 上述结果表明：输出电压的纹波减小为输入电压纹波的1/3164，这个值算是相当小的了。 除了如上所述之外，在实践中应用线性稳压器时，还需要注意几个小问题： Analysis：当关闭电源且负载去掉时，输入端滤波电容的高压就会通过它放电。这样在输入、输出电容的两端并联一个阻值不大的电阻，形成一个快速放电回路，将输入、输出电容存储的大量电荷迅速导入参考地，从而有效地保护稳压器。   线性稳压器（LDO）虽然比较常见且原理简单、调节方便，但却是一种非常重要的电路机制。此外，由于调整管工作在甲类状态（以晶体管构成调整管为例），因而电路功耗大、效率低，导致有时需要给器件外套一个散热器，这也就增大了设备的体积，成本加大。However，如果调整管能够工作在开关状态，则定能可以大大减小功耗、提升效率——此即开关稳压器的核心工作原理。对开关稳压器有兴趣的网友，请关注后文！

信号链基础知识之常用的输出结构   在电子电路系统设计中，出于各种性能参数上的考虑，电路设计者会根据具体的情况来采用不同的输出结构，例如互补式输出结构、推拉式输出结构等。本文将继续信号链基础知识系列文章，着重分析几种常用的输出结构。   （ 1 ）互补式输出结构：   最原始的互补式输出结构拓扑如下图所示：     可以看出，该类型电路的充电时间和放电时间分别为：     有意思的是：理论上来说，这里电容器本身并没有消耗直流电源的任何功率，因为电容充电所消耗的能量正好等于电容放电所消耗的能量！即一个周期内均为 :     所有的能量都被消耗在加热驱动电路上了。   这种形式的输出结构还有一个“交越失真”的问题，对此感兴趣的朋友可参阅： 《 剖析Transistor的5种工作状态 》   （ 2 ）推拉式输出结构：   最原始的推拉式输出结构拓扑如下图所示：     采用这种结构时需要注意的一个情况就是：当输入电压位于某一值时， TR1 和 TR2 有可能都部分“导通”，此时，电流从直流电源 Vcc 经晶体管直接流到 GND 。由此产生了一个从 Vcc 到 GND 的浪涌电流，功率以热量的形式消耗在晶体管上了。严重的情况下，会烧坏晶体管。     注：图中的 1/2*Vcc 只是代表一种可能值，由于各类晶体管的参数不同，这样的一个电压值难以确定下来。   一个解决办法是：在 TR1 的射极和 TR2 的集电极之间串一个二极管。   另外，对于由 CMOS 管构成的推拉式输出结构来说，由于这个“部分短路”的原因，导致 CMOS 电路的动态功耗比它的静态功耗要高，由此可以看出，在 CMOS 电路中，我们关注的一般是它的动态功耗，而在一定程度上忽略它的静态功耗。   （ 3 ）三态式输出结构：   这种输出结构是由推拉式输出结构演变而来的，它充分利用了推拉式结构工作速度快的优点，同时允许输出端连接在一起。输出信号时除了高电平、低电平这两种状态之外，还有一个比较有意思的“高阻”状态，即上拉和下拉晶体管都同时截止时使得输出端到电源和 GND 都是高阻态的一种情况。   其实这种输出结构只是比推拉式输出结构多设置了一个“使能控制信号”输入端：   a) “使能”有效的时候，其原理和推拉式结构一样； b) “使能”无效的时候，输入与输出直接断开，形成高阻。 这样可以实现多个门电路连接到同一个数据总线上了。     （ 4 ）集电极开路式输出（或漏极开路式输出）结构：   从推拉式输出式结构可以分析得出，两个 TTL 门电路是不能直接将输出端连接在同一点上的，由此就不能形成有效的“线与”逻辑关系。针对这种情况，可以采用集电极开路式输出结构来有效地解决。该种结构的简要拓扑图如下所示：     这里的上拉电阻虽然不要求精度很高，但是却是必不可少的，若没有它的话，当 TR 饱和导通时将会导致外接直流电源与 GND 发生短路，很有可能烧坏晶体管。   另外，当输出为低电平时，由于晶体管处于深度饱和状态，其输出电阻即为晶体管的饱和电阻（其值一般很小），因此，此时具有很好的带负载能力——晶体管的集电极电流可以全部用来驱动负载。这种情况很简单，我就不举例了。   这里的上拉电阻取值应该尽量的小，以达到尽可能高的速度，因为这样可以减小从低态到高态转换的时间常数（即上升时间）。但是，上拉电阻也不能过小——受集电极开路输出时的最大吸收电流限制，况且此时也将会增加直流电源的功率损耗。   一般来说，直流供电源为 5V 的情况下， TTL 门电路的输出高电平能够达到 3.5V 已经算是比较理想的情况了，且对于 CMOS 来说，只有当输入 Vin3.5V 时才判定输入为高电平，所以电路设计过程中若 TTL 与 CMOS 直接相连接，则极有可能会导致电路的误操作。这时，采用集电极开路式输出结构即可有效地解决这个问题。       碎碎念：对于大部分比较器芯片来说，里面一般都会有一个集电极开路式输出结构，且其发射极接地。此时，如果将一个外部上拉电阻连接到所选择的电压上，那么输出端便可以在外接电压值和地之间转换。   （ 5 ）射极跟随器式输出（或源极跟随器式输出）结构：   刚开始接触射极跟随器电路时，我们也可能会好奇地问：既然输出电压 近似相等于输入电压 ，为何不直接连一根导线就完事，非要费劲在中间加一个电压跟随器？其实，回答这个问题的关键点在于：电压跟随器放大了输入信号的功率，并且加强了电路的带负载的能力。 但是这样的结构也是存在问题的，当发射极为容性负载时，如果基极电位下降的时间比发射极的时间常数短时，则晶体管截止，这样，便不能高速工作。关于这个问题，我曾经在一本参考书（忘了作者）上看到一个比较有效的解决方法，我把原理拓扑图画下来，和网友 share 一下：   可以看出，这里主要的改进就是用 PNP 晶体管代替发射极电阻，从而有效地解决了上述问题。   本文小结：以上主要是以晶体管电路为例来说明情况的，至于 CMOS 门电路，分析方法大体是一致的。熟悉并掌握这些常用的输出结构对于设计出性能良好的集成电路是大有裨益的。