标签: 降压转换器

本应用笔记提供了一个详尽的指南，讨论如何评估转换器的稳定性。对设计者来说，考虑对转换器应用快速负载阶跃，并监控输出电压响应以识别潜在问题非常重要。实际上，具有不同补偿网络的不同降压转换器，可能有不同的方式来解决负载阶跃响应中的振铃问题。在本文的最后，将介绍一个简单且实用的，由锂离子电池驱动的自制工具，用于量测快速负载。 1 时间域分析 检查转换器稳定性的常见方法是通过频率域分析，通过测量开环频率响应，并观察交叉点的控制回路交叉频率，和相位裕量。这是一种复杂的测量，需要专门的昂贵设备。快速检查转换器稳定性的简单方法，是通过将一个快速变化的阶跃负载施加到转换器，并观察负载阶跃期间的输出电压响应进行时间域分析：这个方法将突显出可能的回路稳定性、输入供应稳定性、斜率补偿问题、负载调节和布局问题。 图1 图1中的阶跃负载响应显示了几种转换器回路稳定性情况，从非常稳定（相位裕量75°）到非常不稳定（相位裕量36°）。可以看到，阶跃负载响应中的任何振铃都表示相位裕量过低，这增加了向振荡的倾向。 重要的是，负载阶跃的速度（上升时间）应该比转换器的控制回路速度快得多，以便看到这些不稳定性效应。上升/下降时间为200至500nsec的阶跃负载将足以测试大多数降压转换器的稳定性。 图2 图2展示了一种简单的工具，用于对转换器产生快速负载阶跃：由脉冲发生器驱动的MOSFET在转换器输出处打开和关闭一个负载电阻。固定电阻提供静态负载。通过电流探头测量负载电流，并直接在转换器输出电容器上测量转换器输出电压。使用此设置，可以轻松达到500nsec的负载阶跃上升和下降时间。 图3 图3显示了一个带有过多振铃的快速负载阶跃响应的例子。通过测量阶跃负载振铃频率，可以估计转换器的交叉频率。这对于找出不稳定性的原因可能有帮助。 2 如何改善振铃 具有Gm类型误差放大器的电流模式降压转换器具有连接到地的补偿网络。 图4 转换器回路带宽大约为： , 其中fC 通常为1/10 – 1/20的切换频率。 如果测量的交叉频率远高于公式计算的值，则必须找出偏差的原因。 在许多情况下，由于DC偏置较高或ACRMS涟波电压较低导致电容量下降，MLCC输出电容器的值可能低于额定值。如果是这种情况，可以增加输出电容（添加更多电容器）或减小RCOMP，这两种方法都会降低转换器的带宽。请参见图4。 图5 具有OPAMP类型误差放大器的电流模式降压转换器有连接补偿网络，如图5所示。 回路带宽由以下公式给出： 具有内部补偿的降压转换器IC经常使用此配置。 重要的是，要了解到反馈电阻R1的值在转换器稳定性中会造成影响。R1的值过低将导致交叉频率过高，并造成相位裕量低和阶跃负载响应中的振铃。 图6 Richtek新一代18V ACOT®产品，例如RT6252A/RT6252B、RT6253A/RT6253B、RT6262A/RT6262B、RT6263A/RT6263B、RT6264A/RT6264B，调整稳定度方式与RT7277相同。 2.1 立锜ACOT®转换器稳定度 立锜ACOT®转换器没有误差放大器，因为它们以基于涟波的滞后控制模式运行。由于滞后控制回路的阻尼不足，ACOT®转换器可能会在负载阶跃中显示振铃。这种情况经常出现在输出电压较高或占空比较高的应用中。较大的输出电容也会增加输出振铃的机会。要增加控制回路的阻尼，请添加Cff，如图6所示。 Cff的最佳值可以从振铃频率推导出来： . 下面的测量结果显示了一个5V应用与不同Cff值的例子。 5V application: Cout = 44µF Cff = 0pF Cff = 33pF Cff = 82pF 阶跃负载响应中振铃的其他原因：输入供应振铃 。 转换器输出处的负载阶跃也将导致转换器输入处的负载阶跃。如果输入供应存在稳定性问题，或者输入供应线中存在电感，则输入供应的不稳定或共振也可能在输出轨道上可见。输入供应的共振问题可以通过在转换器MLCC输入电容器中，平行添加一个电解电容器来解决。它将充当RC抑制电路并进行平抑。 3 简单的自制便携式负载瞬变工具范例 图7中的原理图显示了一种实用的灵活快速瞬变工具的解决方案。 图7 IC1是一种电压控制的PWM生成器IC。MOD脚上的电压设定了PWM的占空比，DIV脚上的电压设定了频率范围，并且连接到SET脚的电阻值设定了精确的频率。OUT脚具有足够的驱动能力，可以驱动上升时间和下降时间快的小型MOSFET。占空比通常设定在较低的水平，大约为5%。这使得在限制脉冲负载电阻和MOSFET中的总功率的同时，可以吸引较大的脉冲电流。大约150µsec的脉冲宽度就足以在大多数DC/DC转换器中看到完整的电压下降和恢复，因此PWM频率可以设定在大约330Hz。 最方便的是通过锂离子电池为电路供电；这使得电路完全隔离，避免了接地设备之间的地面反弹。这种电路的设计中，电池电压变化不会影响频率或占空比设定，并且由于电流消耗仅为0.4mA，因此电池的寿命非常长。 来源 立锜官网

在开关模式降压转换器中，如何缓解电磁干扰（EMI）是一个常见的议题。EMI通常由高频电流流动所引起。本应用笔记首先讨论了由输入电流引起的EMI问题，并提出相对应的解决方案，以及其他更多如何减少EMI的方法。在文末，也会介绍一种简单的EMI测量工具的制作实用指南，以及如何有效利用这些工具进行测试的建议。 1 EMI的成因与解决 在开关模式降压转换器中，电磁干扰（EMI）主要是由于高频电流在电路回路中流动所引起的。 图1 输入电流I1的dI/dt非常高，可能在广泛的频谱范围内产生大量的电磁干扰（EMI）。如图1所示，应尽可能地将面积A1降至最小。Cin应尽可能地靠近IC的VIN引脚和GND引脚之间放置，详见图2。 图2 2 其他减少降压转换器中电磁干扰的方式 图3 如图3所示，在Cboot与Rboot之间串联一个电阻。Rboot减少了Q1的开关驱动电流，这增加了开关波形的上升时间，从而减少了开关电流的高次谐波。Rboot的值取决于高侧MOSFET的大小。对于大多数应用，通常使用约5 ~ 10Ω。对于较小（Rdson较高）的MOSFET，允许使用较大的Rboot值。请注意，MOSFET开关的缓慢切换将增加开关损耗并降低效率。 图4 如可能，将RC抑制电路尽可能加在靠近开关节点和电源接地之间。 Rs将对由MOSFET电容和开关回路的寄生电感组成的寄生共振LC电路进行抑制，如图4所示。Rs的最优值取决于总开关节点电容和寄生电感。Rs通常范围从2.2Ω到10Ω。 串联电容器Cs的选择为电路寄生电容的3 ~ 4倍。通常，470pF ~ 1nF就足够了。 放置RC 抑制电路后，一定要检查电路的总功耗：转换器效率会下降，尤其是在高开关频率和高输入电压下。 图5 如图5所示，将RL抑制电路与共振电路串联。这将在共振电路中添加一小部分串联电阻，足以提供一些阻尼。Ls可以是一个非常小的高频磁珠，如BLM15AX100SN1或BLM15PG100SN1，并且必须具有足够的输入RMS电流额定值。Rs通常范围从2.2Ω ~ 4.7Ω。 RL抑制电路必须靠近电源阶段输入节点放置，使输入回路保持足够小。RL 抑制电路的一个缺点是，它在开关回路的高频区域创建了阻抗Rs。在非常快的开关过渡期间，开关电流脉冲将在Ls//Rs上产生短暂的电压故障，导致在电源阶段输入节点上产生一个小的电压故障。添加RL抑制电路后，一定要检查在最大负载开关时IC VIN节点上的电压故障。 图6 输入滤波对于减少EMI非常重要。为了减少Cin通过的电压降，请使用低ESR的MLCC类型并使用不同大小的多个电容器，如2x10µF 1206和一个靠近降压IC的22n ~ 100nF 0402或0603尺寸类型。为了减少输入回路中的噪声，强烈建议在输入线中添加额外的L-C滤波。当使用纯电感为L2时，可能需要添加电解电容器C3来抑制任何输入电源的振铃信号并确保稳定的输入电源。 3 自己制作简单的EMI测量工具 我们可以使用一个小环形天线在PCB上进行近场EMI测量。使用一段薄的50Ω同轴电缆可以很容易地自行制作一个小型的电屏蔽环形天线：见图7。 图7. 高频电流环 环形天线可以连接到频谱分析仪。通过在应用PCB上移动环形天线，可以看到哪些区域发出大量的高频磁场。也可以将环形天线连接到示波器（终端为50Ω），示波器将显示PCB某些区域的切换噪声水平。通过将环形天线保持在固定的距离和位置，变更电路/PCB回路，并且可以检查辐射噪声水平是增加还是减少。 转换器输入线路中的高频电流是辐射EMI的一个好指标。可以通过将几匝线圈穿过一个EMI铁芯，来制作一个高频电流探头：这些将形成一个高频电流变压器。其做法与环型天线的做法差不多，但需要将环形线圈3次穿过铁芯。见图8。 图8. 高频电流探头构造 现在可以将电缆穿过铁芯来测量电缆中的高频电流。电流变压器输出可以连接到频谱分析仪或示波器（终端为50Ω）。 为了避免共模电流从被测设备流动到测量设备，建议在电缆中添加一个共模电感：这可以通过将引入分析装置的电缆多次穿过一个扣合式的EMI铁芯来实现。输入共模测量如图9所示。 图9 来源 立锜官网

本章将对不使用变压器的AC/DC降压转换器的电路工作和设计案例进行解说。 当然，AC/DC转换器并非全部是隔离型的。事实上，还有许多应用是无需绝缘的，因不使用变压器而具有尺寸、重量、成本方面的优势。为便于理解，先看一个电路示例。一般被称为“降压（Buck）转换器”的降压型转换器，也被称为“二极管整流”或“非同步整流”。概念上与DC/DC转换器的降压转换器相同。 下面列出了本章的概要。计划先回顾一下降压转换器的基本工作，然后使用上述电路示例从元器件选型方法到布局设计进行解说。 何谓降压转换器－基本工作及不连续模式和续模式 关于非隔离型AC/DC转换器设计，首先介绍电路工作。举例的AC/DC转换器，一般是被称为“Buck Converter（降压转换器）”的产品。本来“Buck Converter”的意思就是降压型转换器，是在DC/DC转换器中也使用的称呼。只是虽然说法较多，但以往的标准型降压转换器为二极管整流式（非同步式）的，因此存在习惯性地将二极管整流式的降压转换器称为“降压转换器”的倾向。先不说称呼了，降压转换器有几种降压方式，本案例中的降压转换器是前述的二极管整流式。 降压转换器的工作 下面使用基本的降压转换器范例，来说明其工作。通过了解基本工作以及电流路径和各节点的性质，来逐步掌握外围元器件的选型标准和注意事项。图中将高边的晶体管和低边的二极管替换为开关，示意性地进行说明。电路原理与DC/DC转换器的二极管整流相同，由于直接开关并降压转换将AC电压整流的高电压，因此作为开关的晶体管和二极管，需要是高耐压产品（比如600V耐压）。 ・高边开关（晶体管）ON时， 　电感L流过电流IL，积蓄能量 ・此时，低边开关（二极管）OFF ・电感电流IL通过以下公式表示 　（ton：导通时间） ・高边开关（晶体管）OFF时， 　积蓄于电感的能量通过低边 　开关（二极管）输出 ・此时，高边开关（晶体管）OFF ・电感电流IL通过以下公式表示 　（toff：关断时间） 不连续模式与连续模式 开关工作有两种模式，即不连续模式和连续模式。下表为两种模式的比较。 比较项目“工作”所示的是流过变压器初级绕组和次级绕组的电流波形。不连续模式因电感电流IL存在中断期间而被称为“不连续模式”。而连续模式则没有电感电流为零的期间。 箭头表示两种模式下电感、整流二极管、开关晶体管、效率的变化趋势。“↑”表示上升，“↓”表示下降。 连续模式下，开关ON时,在整流二极管的反向恢复时间（trr）中流过反向电流，并因该反向电流而产生损耗。在低电压的开关DC/DC转换中，整流二极管的反向电压低，反向电流也小，因此一般优先考虑输出纹波电压和高次谐波的降低等而使用连续模式。与此相对，在AC/DC转换中，二极管的反向电压高，反向电流大，因此一般为了降低损耗而使用无反向电流的不连续模式。但是，峰值电流会变大，当负载大时有时也会采用连续模式工作。 两种模式各有各的优缺点，一般50～60W左右以下的程度多选择不连续模式。更高的输出功率时，需要根据可容许的变压器尺寸等来考虑、决定。此次的设计案例使用不连续模式。 电源IC的选择和设计案例 关于非隔离型AC/DC转换器设计，已经介绍了基本工作等，接下来进入实际设计。首先选择该设计使用的电源IC。在其他章节也提到过多次，无论哪家电源制造商，进行电源电路的设计多会用到电源IC。因此，为了满足对电源规格的要求，使用什么样的电源IC已经越来越重要。 设计使用的电源IC 选择电源IC的前提是确立电源的输入输出电压和负载电流等。此次列举的非隔离型以及本AC/DC设计篇最开始列举的隔离型反激式转换器的方法都是一样的。 接下来，在此仅简单地列出此次设计相关的输入条件和输出条件。 ・输入电压：90VAC～264VAC ・输出：20V/0.2A　（4W） 以这些条件为基础，以考虑到所需效率和各种相关功能及保护功能等为前提，来设计实用下述电源IC的降压转换器。 另外，下面是选择这款IC的要点，换句话说，是选择IC时的关键之处。 ①支持非绝缘电路。 ②内置开关MOSFET， 可节省MOSFET选型精力，元器件数量也更少。 ③输入输出规格覆盖电源规格。 ④电流模式类型，控制更易稳定 ⑤内置启动电路，低功耗型 ⑥搭载轻负载时也可保持高效率的功能 ⑦保护功能完善 ⑧小型封装，可达5W（要求规格为4W） 为此款IC的内部电路方框图，仅供参考。但是，外部电路是隔离型反激式转换器的电路示例。请与后面给出的此次的电路–非隔离型降压转换器的电路比较一下。 BM2P094F的内部电路方框图（点击放大） 非隔离型降压转换器（不连续模式）的设计案例 下面的电路图是此次的非隔离型降压转换器的电路示例。 如前所述，输入电压为90VAC～264VAC，输出为20V/0.2A（4W）。AC输入被二极管桥式整流，直接通过IC内置的MOSFET开关。然后，由D4再次整流，经L1和C5滤波后成为DC输出。用来稳定的输出电压反馈是经过光耦的，如图所示，输入和输出没有绝缘。 此外，工作采用不连续模式。在输出功率较小的AC/DC降压转换器中较为普遍。 下一章开始将对组成该电路的主要元器件的选型和常数计算进行解说。 主要元器件的选型 （1）输入电容器：输入电容器C1与VCC用电容器C2 上一章确定了设计使用的IC，本章进入外置元器件的选型和常数计算。 输入电容器：C1 电容器C1连接于将输入AC电压桥式整流的输入线。 输入电容器的容量可将下表作为大致标准来决定。 输入电压（ＶAC） Cin（uF） 85-264 2×Pout(W) 180-264 1×Pout(W) 该案例的输入电压范围为90VAC～264VAC，因此按照2×Pout计算。但是，这些是全波整流时的大致标准，故条件不同时或某些输入电压保持时间规格下需要进行调整。 Pout通过输出规格求得。输出为20V/0.2A，因此C1的电容如下。 Pout = 20V×0.2A = 4W C1 = 2×4 = 8　⇒　10µF 接着来确定电容器的耐压。如电路图所示，输入、即该电容器需要最大输入电压被整流的电压VAC(max) 的1.41倍的电压。 264VAC 时 264V×1.41 = 372V　⇒　400V以上 本案例的电路中，考虑到余量等选用450V的电容器。 VCC用电容器：C2 然后来确定VCC用的电容器C2。VCC用电容器用于稳定从输出生成的电源IC的VCC电压。 C2的电容量根据电源IC的技术规格推荐2.2µF以上。考虑到输出电压，选择50V/10µF。 另外，C2还起到决定给电时IC的启动时间的作用。关于C2的电容量和启动时间的关系，请参考技术规格中记载的下述图表。10µF时的启动时间大概为0.08sec。如果这个启动时间需要调整，还可以选择2.2μF以上的比如22µF等其他电容量。 （2）电感L1 本文作为“主要部件的选型”的第二篇文章，将介绍在开关电源中发挥着重要作用的电感的选型方法。 电感：L1 电感L1如右侧电路图所示，由输出电容器C5和LC滤波器共同组成。L1电感值的设置要使设备在不连续模式下工作。这是因为如果以连续模式工作，二极管的反向恢复时间、trr间的反向电流会导致二极管的损耗増加，而且该反向电流还会成为MOSFET导通时的峰值电流，因此MOSFET的损耗也会増加。为了避免这种问题而选择不连续模式。 电感值的计算 首先计算电感值。设VIN为101V。假设90VAC条件下，峰值电压为1.41倍，余量为20%。 设 VIN = 90VAC×1.41×0.8 = 101V ，则： Iomax取20%左右的余量，得出：Iomax = 0.2A×1.2 = 0.24A。 设临界点（峰值）　Ip = Iomax×2 = 0.48A　，则： 根据该计算结果，选择标准值470µH。 电感电流的计算 接下来计算电感电流，以确定电感的容许电流。 输入电压最大时，电感电流最大。最大输入电压为264VAC时，电源IC开关（MOSFET）的导通时间为IC的最小导通时间。根据输出电压和电感的电感值等条件，该最小导通时间约为0.6～1.5µs。 假设最大输入电压264VAC时的最小导通时间为1µs，则： 因此，应该选择电感值470µH、电感电流0.8A以上的电感。必须要注意的是，一定要通过实际装机来确认电感电流，确保是电感不饱和的。 （3）电流检测电阻R1 本文是“主要部件的选型”的第三篇文章。在案例电路中，需要以限制开关电流为主要目的的电流检测电阻。电流检测电阻的选型与上一篇“ 电感 L1 ”有着密切的关系。 电流检测电阻：R1 右侧电路图为案例摘录。从内置MOSFET的源极到输出之间电路中串联了电流检测电阻R1。R1用来限制开关电流，保护电路免受输出过载影响，同时还用于电流模式控制的斜率补偿。 众所周知，斜率补偿是用来解决电流模式降压转换器的次谐波（Sub-harmonic）振荡的措施和方法。近年来大多数电流模式降压转换器均搭载了斜率补偿电路，利用电阻等很少的外置器件即可实现补偿。这种电路中所使用的电源IC BM2P094F也同样采用了R1。 次谐波振荡是以振荡频率的整数倍为周期进行振荡的现象，在连续模式状态下当占空比达到50%以上时就有可能发生。 电流检测电阻R1的计算 电流检测电阻 R1利用以下公式进行计算。在该计算中，需要上一篇“电感 L1”的计算中使用过的几个公式和值。另外还需要电源IC BM2P094F特有的过电流限制特性的相关信息。下面已经在计算公式中代入了相应的数值并求解。 接下来对各个项进行说明。R1是该IC内部的过电流限制电压 Vcs_limit除以电感峰值电流 IL（Ip）后的值。展开Vcs_limit，Vcs的基数是0.4V，是增加了过电流检测后与某个延迟时间成正比的电压上升量后的值。右上图摘自IC的技术规格书，从图中可以看出，延迟时间1µs的CS_limit电压增加20mV。所以，在上述计算公式的分子中，“0.4V”为基数电压，“20mV/µs”为増加率。基于过电流检测的延迟时间，使用开关导通时间的最大值ton(max)。 ton(max)在上次计算电感值时已利用以下公式求出。 分母电感峰值电流IL也一样使用上次求出的最大输出电流 Iomax = 0.2A×1.2 = 0.24A、峰值电感电流 Ip = Iomax×2 = 0.48A 。 实际的计算是3.3×20mV = 66mV加上0.4V得0.466V再除以0.48A。根据欧姆定律，电阻值选择0.97Ω（四舍五入后为1Ω）。 （4）输出电容器C5 输出电容器具有与电感一起平滑输出电压的LC滤波器的作用和供给负载电流的作用。另外，输出纹波电压的大小在很大程度上取决于电容的阻抗。 输出电容器 C5 右侧电路图截取自电路图的输出部分。输出电容器C5从输出端连接至GND。可以看出它与电感一起形成LC滤波器。 当IC中内置的MOSFET导通时，输出二极管D4关断，输出电容器被充电的同时负责供给负载电流。 当MOSFET关断时，输出二极管导通，此时由输出电容器供给负载电流。 输出电容的常数计算 输出电容器选型时，要使输出的峰值纹波电压（ΔVpp）在设计的目标输出纹波电压以内。输出纹波电压由峰值电感电流的有效值–纹波电流和电容的阻抗决定。所以，以目标纹波电压为起点进行计算。C5的阻抗Z可通过下列公式计算。 假设ΔVpp=100mV，则：　 求出的Z为该电路的最小开关频率60kHz时的值。一般的开关电源用电解电容器（低阻抗产品）的阻抗规定条件为100kHz。在谐振点之前，电容器的阻抗相对于频率几乎呈直线下降趋势，所以可根据下列公式求出100kHz时的Z。 接下来求纹波电流 Is(rms) 。 至此求出了电容器的阻抗和纹波电流。 最后，耐压根据经验法则一般以输出电压的2倍左右为大致标准： VOUT×2 = 20V×2 = 40V →　35V以上 综上所述，最终选择阻抗0.08Ω以下、额定纹波电流0.4A以上、耐压35V以上的电解电容器。在该电路中，选择了开关电源用的低阻抗型、35V耐压、 470µF的电解电容器。 不仅输出电容器，实际的纹波电压、纹波电流也必须通过在应用上实际安装进行确认。 另外，电解电容器属于寿命有限的元器件产品，流过的纹波电流越多寿命越短。相关寿命由电容器厂商提供计算方法和规定，因此请向电容器厂商确认。 （5）输出整流二极管D4 本文将介绍输出整流二极管的选型。 输出整流二极管 D4 输出整流二极管也称为“Catch Diode ”或“Freewheeling Diode”。另外，在同步整流型二极管中，这种二极管被替换为晶体管，就是被称为“低边开关”等的部分。 如右侧电路图所示，输出二极管D4由输出端连接至GND。当高边MOSFET关断时，电感中积蓄的能量经由D4输出。 输出二极管的常数计算 输出整流二极管利用开关频率来导通/关断，所以使用可高速开关的快速恢复二极管。需要探讨的是耐压和损耗。 施加于输出二极管的反向电压考虑到余量为：   Vdr = VIN (max)÷0.7 = 372V÷0.7 = 531V →　600V 二极管的损耗估算如下：   Pd = VF×Iout = 1V×0.2A = 0.2W 二极管使用RFN1L6S（电路图中有指定）。 下面是快速恢复二极管 RFN1L6S的规格值表和VF-IF特性。此次有电路示例，所以没有必要进行实际的二极管选型，不过机会难得，就当通过搜索或其他什么手法选中了RFN1L6S作为600V耐压、0.2A以上的二极管来探讨吧。 在耐压方面，VR、VRM都是最大额定600V，与计算出的值一致。IO为0.8A，在能力方面对于实际的Iout 0.2A来说具有相当大余量，不过考虑到容许功率，是可以具备这个程度的余量的。另外，不一定有完全符合设计规格的变化。或者说，可能“正好”的情况很少。不管怎样，需要在近似且有余量的情况下适当妥协。 还有，之所以记载了VFｰIF特性，是因为通过计算VF为1V，可规格中规定最大1.45V、Typ 1.15V，是为了向有“按1V计算可以吗？”疑问的人解释。IF＝0.8A是VF的条件。实际使用时的IF为0.2A，所以从曲线图中可以看出，求0.2A时的VF时，在最恶劣的温度条件下也在1V以下。也就是说，这个计算是使用与实际条件接近的数值进行的。 至于余量保持多大为好，这取决于经验。余量过大会造成过度设计，导致成本和尺寸增加，事实上恰当的判断是很难的。最终还是需要积累经验。 虽然说经验很重要，不过在实际使用的条件下确认损耗和结温是必须环节。 EMI对策 前一篇文章介绍了主要部件的选型和常数计算的相关内容。本文将介绍降低EMI的对策。 近年来，EMC可谓是电子设备的重要课题之一。世界各国对EMC都有限制规定，在进行设备设计时必须满足相关要求。在此之前，可以说是因为存在当开关电源散布噪声时将使设备的S/N降低，从而使设备无法满足规格要求的情况，因此必须采取噪声对策。 另外，由于偶见混淆EMC和EMI等术语的情况，下面先整理一下这些术语。 ・EMI（Electro Magnetic Interference）：电磁干扰   电波和高频电磁波成为噪声而影响电子设备等，或是会造成影响的电磁波。   －传导噪声：经由线缆和PCB板布线传导的噪声 差模（常模）噪声：发生在电源线之间，且传输方向和电流相同的噪声 共模噪声：透过金属外壳等，通过杂散电容等，回到信号源头的噪声   －辐射噪声：释放到空气中的噪声 ・EMS（Electro Magnetic Susceptibility）：电磁敏感性   指即使受到电磁波的妨碍、干扰（EMI：传导噪声及辐射噪声）也不会引起损坏的能力与耐受性。 ・EMC（Electro Magnetic Compatibility）：电磁兼容性   EMI＋EMS。辐射（Emission：排放，发射）对策和抗扰性（Immunity：耐受性）的兼容及其对策。 EMI从路径来看，分成传导噪声和辐射噪声，传导噪声根据传导方式，又可以再细分成差动模式噪声和共模噪声。 EMI对策 正如在上述术语解说中所述，EMI是会对其他电路造成影响的，因此，其对策的关键是防止产生噪声。产生噪声的主要原因是大电流开关的节点或线路。基本对策是增加起到阻抗匹配和旁路/滤波作用的电容器、电阻/电容电路。下面再次给出整体电路，一起来看一下对策要点。 ・在输入端增加滤波器 输入电压是带有纹波的高电压，并通过内置MOSFET来高速ON/OFF,所以在输入端增加滤波器可降低噪声。 ・在内置MOSFET的漏极－源极间增加电容器 即电路图中的C8。电容值需要47～100pF左右，耐压需要500V以上。这种做法可降低高速开关引起的OFF时的浪涌。另外也是一种缓冲方式。但是，会增加损耗，因此必须注意温度上升情况。 ・给输出整流二极管D4增加RC缓冲电路 与D4并联增加C9：500V/1000pF、 R10：10Ω/1W左右。这种做法可降低ON/OFF时产生的尖峰电压，这与输入缓冲电路的思路相同。由于常数只是参考值，所以必须先确认实际噪声后再加以调整。 ・在输出端增加LC滤波器 右侧电路图是在输出端增加了LC滤波器的示例。L2是10µH，C10是10µF～100µF左右） 输出电压中存在着取决于开关频率的纹波，以及谐波、电感和电容器所引起的噪声。当这些噪声造成困扰时，在输出端增加LC滤波器可有效解决该困扰。 这些是主要的噪声对策。不论何种方式，都必须测量噪声，或至少确认噪声对设备造成的影响。准确测量噪声需要具备测量环境和装置。无法定量测量噪声值时，有时可以从设备的S/N等性能层面来掌握是否会造成影响以及影响的程度。 这里提到的对策，是属于电源电路结构上的噪声对策。噪声的产生也和PCB板布局、元器件配置、元器件性能等有关系。在某些情况下，可能需要将LC滤波器由简单的L型升级为π型或T型，或在电路板上设置屏蔽等。 此外，某些设备规格还必须符合噪声标准（比如国际无线电干扰特别委员会（CISPR）颁布的标准等）。当需要满足某些标准要求时，是需要从设计阶段开始就必须谨记的，这一点是非常重要的。 实装PCB板布局与总结 本文将介绍该设计案例的PCB板布局示例，并进行整体总结，以结束AC/DC转换器 设计篇 “AC/DC　非隔离型降压转换器的设计案例”。 PCB板布局示例 在其他章节中也提到过，无论是AC/DC还是DC/DC，开关稳压器设计中的PCB板布局都是非常重要的。在此也再次强调一遍，开关电源是模拟电路(近年来还有“数字电源”），自身会产生噪声，同时对噪声也非常敏感。另外，由于开关噪声会作为EMI对周边产生影响，因此布局需要尽最大努力不产生噪声的设计。 下面是该设计案例的PCB板布局设计示例。此次是“非隔离型”电路设计，但基本思路是一致的。开关电源电路的路径，需要考虑到有大电流ON/OFF的路径和对噪声敏感的控制信号路径两种。PCB板布线布局时，大电流路径应尽量避免产生噪声，控制信号路径应尽量避免受到噪声影响。 关于PCB板布局，由于其重要性，在电源IC的技术规格和设计资料中一般会提供PCB板布线布局范例供用户参考。某些情况下，提供光绘文件等能直接利用的数据的业者也不在少数，请充分利用这些数据。但是，不可忘记的是，无论多么严格遵守规格要求来设计，都必须进行实际装机确认，这是不言而喻的。 来源：techclass.rohm

摘要 此报告将比较三种直流降压变换器之架构，包括电流模式、电流模式-恒定导通时间 (CMCOT) 和立锜专有之先进恒定导通时间 (ACOT) 架构。将详细解说此三种架构之间的差异，并将列出每一种架构在实际应用中之优缺点。 1. 简介 降压转换器被广泛应用于各种消费性和工业上的应用之中，其中常需转换器将较高的输入电压转换成一较低的输出电压。现有的降压转换器效率非常好，并能在变化范围很大的输入电压和输出负载的条件下，仍产生调节良好的输出电压。降压转换器有很多不同的回路控制方式：在过去，被广泛使用的是电压模式和电流 模式，然而近来恒定导通时间（COT）架构也常被使用，而有些降压转换器则是同时由电流模式和恒定导通时间来控制的。立锜的 DC-DC 产品组合包含了多种降压转换器，包括电流模式（CM），电流模式-恒定导通时间（CMCOT）和先进恒定导通时间（ACOT®）等架构。每种架构都有其优点和缺点，因此在实际应用中要选择降压转换器时，最好能先了解每种架构的特点。 2. 电流模式降压转换器 电流模式降压转换器之内部功能框图显示于图一。 图一、电流模式转换器之内部功能框图 在典型的电流模式控制中，会有一个恒定频率来启动高侧MOSFET，并有一误差放大器将反饋信号与参考电压作比较。然后，电感电流的上升斜率再与误差 放大器的输出作比较；当电感电流超过误差放大器的输出电压时，高侧MOSFET 即被关断 (OFF)，而电感电流则流经低侧MOSFET，直等到下一个时钟来到。电流斜坡再加上斜率补偿之斜坡是为要避免在高占空比时的次谐波振荡，并提高抗噪声性能。电流模式转换器之回路带宽（FBW）是由误差放大器输出端的补偿元件来设定，通常设在远低于转换器的开关频率。电流模式转换器之稳态和负载瞬态变化操作之波形显示于图二。 图二、电流模式转换器之稳态与负载瞬态的波形 恒定频率频率使得电流模式控制的系统对于负载的突然变化，反应会相当地慢，尤其是用在低占空比的应用之中。这是因为一旦高侧 MOSFET 被关断 (OFF) ，它就会一直保持关断，直等到下一个频率来到。当转换器试图满足新的负载需求时，带宽的大小也限制了可达到的最大占空比。在负载呈现快速步阶变化的应用 中，电流模式转换器则会产生较大的输出电压波动。在步阶负载时，电压骤降值 ΔV 是和负载步阶的幅度和速率、输出电容和转换器的带宽有关。为确保电流模式转换器有良好的稳定性，回路带宽通常设在开关频率的 1/10 或甚至更低。 电流模式转换器的另一个缺点是，控制高侧 MOSFET关断的决定点是在高侧 MOSFET 导通的时候 (ON)，即在电流与系统的噪声都较高的时候。因此有必要要过滤噪声，并且也对高侧 MOSFET 的最小导通时间造成一些限制。如此反过来又限制了降压转换器的最小占空比范围。恒定斜率补偿通常也会在某些特定的输入和输出电压条件下，限制电感值的大小。电流模式转换器尚具有的优点：内部频率使开关频率得以在各种输入和输出条件下，都保持非常稳定；这在某一些应用中是非常重要的。此内部频率也可以与外部频率信号同步，所以在相同的频率下，可运作数个转换器。 表一列出了电流模式降压转换器的优点和缺点。 表一 电流模式降压转换器 优点 缺点 · 稳定的恒定频率 · 可与外部频率同步 · 成熟的技术 · 可使用 MLCC，并保持稳定 · 对快速负载步阶的反应较慢 · 需误差放大器补偿 · 需斜率补偿 3. 立锜之电流模式 - COT（CMCOT）降压转换器 立锜之电流模式-COT 降压转换器之内部功能框图显示于图三。 图三、电流模式-恒定导通时间转换器之内部功能框图 CMCOT降压转换器并没有内部频率；高侧 MOSFET 会恒定导通一段预定导通 (ON) 时间。占空比是借着改变高侧 MOSFET 的关断 (OFF) 时间而调整的。 CMCOT 转换器也包含了电流检测及误差放大器。然而现在则是用电流的下降斜率和误差放大器的输出作比较，所以电流检测是藉由低侧 MOSFET。这比较容易实现，而且也较不易受噪声影响，特别是在低占空比的情况之下，因为系统不需要等待下一个频率来到，所以能较快速地反应突然的步阶 负载。一当输出凹陷/下沉，误差放大器之输出电压会上升，且上升至电流的下降斜率时，一个新的导通 (ON) 时间周期就会启动，使转换器之电流再次上升。CMCOT 转换器之稳态和负载瞬态变化操作之波形显示于图四。 图四、电流模式 – COT 转换器之稳态与负载瞬态的波形 电流的谷值是随着误差放大器的输出而定的，因此误差放大器的增益和速率会影响转换器之反应速率。在CMCOT架构中，由补偿元件所设定的最大带宽 是和导通 (ON) 时间的倒数有关的，并不像电流模式是和开关频率有关。因此 CMCOT转换器的带宽会比电流模式转换器的带宽高，而且在快速的负载步阶时，输出电压的波动也较小。 CMCOT在高占空比时，不会有次谐波振荡的问题，因此就不需要斜率补偿，而这就使得可选择的电感值范围更大。在仅有恒定导通时间控制之架构中，不同输入和输出电压条件下，开关频率的变化范围可能会很大。然而，立锜 CMCOT 转换器的导通 (ON) 时间是由一个特殊的电路来控制的，它会慢慢地调整导通时间，以调节平均的开关频率，使其达到所默认的频率。和电流模式类似的是，在有步阶负载时，电压骤降 值 ΔV 是和负载步阶的幅度和速率、输出电容和转换器的带宽有关；而所不同的是地方则是，在 CMCOT 中，由补偿元件所设定的最大带宽可高于开关频率的1/10。 CMCOT也有一些缺点：由于转换器是藉由改变频率来调节输出电压，所以转换器无法和外部频率同步。频率控制回路的波形也显示开关频率的改变是和负载的瞬态变化有关。 表二列出了CMCOT 降压转换器的优点和缺点。 表二 立锜之电流模式-COT (CMCOT) 降压转换器 优点 缺点 · 快速反应负载步阶的变化 · 低侧电流检测 · 最低导通时间小，占空比可较低 · 恒定的平均开关频率 · 可使用MLCC，并保持稳定 · 无需斜率补偿 · 需误差放大器补偿 · 无法与外部频率同步 · 负载瞬态变化时，频率变化范围较大 4. 立锜之 ADVANCED-COT (ACOT®)降压转换器 立锜之 Advanced-COT (ACOT®) 降压转换器之内部功能框图显示于图五。 图五、ACOT 降压转换器之内部功能框图 ACOT® 降压转换器不包含误差放大器或电流检测；而是直接将反饋信号（DC电压值 + 纹波电压）与内部参考电压作比较。当反饋信号低于参考电压时，会启动一个新的恒定导通 (ON) 时间周期，电感电流也因此而上升。若尚未达到额定之输出电压，在很短的一个遮没周期 (blanking period) 之后，即会启动另一导通 (ON) 时间周期，一直到电感电流达到所需之负载电流，且输出电压达到额定电压值为止。传统的 COT 转换器需要和电感电流同相位的输出电压纹波，才能稳定地控制开关；如此就需要有高 ESR的输出电容。为了能使用低 ESR 的陶瓷电容，立锜之 Advanced-COT 架构会在内部产生一个 PSR 脉动信号，并加到来自转换器输出端的纹波和 DC 电压；相加之后，再与内部参考电压作比较。当此相加电压低于参考电压时，比较器会启动导通时间产生器 (ON Time Generator)。输出电压的突然下降随即会产生一个新的导通时间周期，且只要尚未达到额定之输出电压，此转换器可连续地产生新的导通时间周期；而这 也就是 ACOT 架构之所以能对负载的瞬态变化有极快的反应速度的原因。内建的特殊锁频回路系统会慢慢调整导通时间，以调节平均的开关频率，使其达到所默认的频率值。 ACOT 转换器之稳态和负载瞬态变化操作之波形显示于图六。 图六、ACOT 转换器之稳态与负载瞬态的波形 在负载瞬态变化期间，ACOT 转换器之电压骤降值的近似公式如下： 其中，δmax 是转换器在负载瞬态变化期间可达到的最大占空比，且是和导通时间与消隐时间有关的。 ACOT 转换器在快速负载瞬态变化时，频率变化很大。当某些应用是在一些特定的开关频率波段较敏感时，就必须特别留意动态负载的情形，因为在此情况下的频率变动是最为显著的。 表三列出了ACOT降压转换器的优点和缺点。 表三 立锜之 Advanced-COT (ACOT®) 降压转换器 优点 缺点 · 极快速反应负载步阶的变化 · 无需电流检测 · 最低导通时间小，占空比可较低 · 恒定的平均开关频率 · 可使用MLCC，并保持稳定 · 无需斜率补偿 · 无法与外部频率同步 · 动态负载时，开关频率 (FSW) 变动也很大 5. 测量结果比较 以下将用三个立锜的产品、分别代表三种架构之低电压降压转换器，且都应用于 5V → 1.2V / 1A 的条件下，来作实际的比较： RT8059 (1.5MHz/1A 电流模式降压转换器) RT8096A (1.5MHz/1A CMCOT 降压转换器) RT5784A (1.5MHz/2A ACOT 降压转换器) 此三个应用电路所使用之主要元件（如输出电容和电感）都完全相同，所以测量的结果和差异即完全是因不同的控制架构所产生的，也因此可直接作为此三种架构之比较。 转换器是以快速的负载步阶作为测试条件；其中 dI/dt 斜率值是仿真 MCU Core 及 DDR 为负载的情形。 RT8059 之应用与测试结果： 图七显示立锜之电流模式降压转换器 RT8059 的应用电路图；RT8059有内建的补偿电路，且外加的前馈电容 C7 可改善反应的时间。 图七、RT8059 于5V → 1.2V / 1A的应用 测量结果：（电流模式） RT8059于550mA的快速步阶负载 步阶负载的输出波形 输出电压骤降值为65mV或5% 在瞬态变化期间，占空比慢慢地改变 图八 RT8096A 之应用与测试结果： 图九显示立锜之 CMCOT 降压转换器 RT8096A 的应用电路图；RT8096A 也有内建的补偿电路，且外加的前馈电容 C2 可改善反应的时间。 图九、 RT8096A于5V → 1.2V / 1A的应用 测量结果：（CMCOT） RT8096A于 550mA 的快速步阶负载 步阶负载的输出波形 输出电压骤降值为49mV或4% 在瞬态变化期间，频率会增加，因此占空比也会增加 图十 测量结果显示，在 5V → 1.2V 的应用中，CMCOT 降压转换器的负载阶跃响应比电流模式降压转换器好，约20％，所以在这方面，二者差异并不大。当 CMCOT 用在需更高降压比的应用时，导通时间会更小，带宽会更高，这时 CM 和 CMCOT 二者在负载阶跃响应的差异将会更明显。 RT5785A 之应用与测试结果： 图十一显示立锜之 ACOT 降压转换器 RT5785A 的应用电路图；RT5785A 可直接和输出电压 VOUT 连接，并用以决定导通 (ON) 时间。无需前馈或其他补偿。 图十一、RT5785A于5V → 1.2V / 1A的应用 测量结果：（ACOT） RT5785A于 550mA 的快速步阶负载 步阶负载的输出波形 输出电压骤降值为24mV 或 2% 瞬态变化期间，频率会立即增加，以达到最大占空比 图十二 所以在此三种架构中，ACOT降压转换器的负载阶跃响应最为优异。 6. 总结 当要选择降压转换器来配合实际的应用时，需要考虑对于该应用较为重要的参数。例如，在应用的负载电流相对稳定的情况下，你可以采用电流模式（Current Mode）的降压转换器。如果在某些频率之下系统很容易受噪声影响时，可能需要采用电流模式降压转换器，且和外部频率信号同步，以精确设定开关频率。电流模式转换器的最小导通时间却受到一些限制；因此有高开关频率的电流模式降压转换器不适用在高降 压比的应用之中。 如果在应用中，负载的瞬态变化较为适中，可选择 CMCOT 架构的降压转换器，使得在负载瞬态变化期间，输出电压的波动可以降低。CMCOT 转换器在负载瞬态变化的表现比标准电流模式降压转换器好，约 20〜30％。 CMCOT 转换器在低占空比的应用中，也不易受噪声影响。由于它的最小导通时间非常小，CMCOT降压转换器可用于需较高降压比的应用之中。负载瞬态变化时，可看见 CMCOT 转换器开关频率的变化。 如果在应用中，负载的瞬态变化极为快速（如看到负载为 CORE 和DDR的情形），最好是选择ACOT降压转换器，其负载瞬变的响应可改善 2 到 4 倍，且 ACOT 转换器特别适用于低占空比的应用。由于它的最小导通时间非常小，有高开关频率之 ACOT降压转换器可用于需较高降压比的应用之中。在负载瞬态变化时，ACOT转换器的开关频率也会有很大的变动。由于无需回路补偿和斜率补偿，所以 ACOT的电路设计是非常简单、有弹性、且非常具成本效益的。 来源：立锜科技电子报

多年来，制造商不断向市场推出LED灯，其最终目标是要用来取代白炽灯和紧凑型荧光灯(CFL)。这些灯泡设计的演变经历了从非常简单的不可调光方案，到高级但昂贵的可调光方案，再到性价比更高的可调光方案。 许多LED灯都宣称可调光，但实际上，很多LED灯的性能并不十分理想，且由于所使用的调光器和电路负载不同而性能各异。有时，将LED灯安装在设有调光器的室内后，LED灯会出现闪烁且无法均衡调整光亮度的情况。 这些缺陷是由于现阶段美国使用的大部分调光器都是基于双向晶闸管(TRIAC)二线前沿切相电路的，这些电路开发于20世纪60年代，适用于电阻式白炽灯。TRIAC是一种双向半导体电源开关，由可变定时电路生成的脉冲触发，并在传导电流高于保持电流时维持导通。调光器电路的种类有很多，使用了不同特性的器件以及不同的控制电路和滤波元件。 LED灯的驱动器电路将交流输入电源转换为低压直流电源，并维持一个稳定电流，驱动高亮度LED负载获得恒定光输出。要想通过基于双向晶闸管的调光器来调节基本的LED驱动器电路，就必须额外添加一些元器件来实现稳定的调光器运行，并根据调光器相位角来调节输出电流。 由于调光器差异较大，所连接的LED调光电路性能也有所不同。由于现在还未出台明确标准来划分带有调光器的LED灯泡的性能，使这一问题变得更加复杂。至多会有一些灯泡制造商提供调光器列表，列明他们认为可与其产品兼容的调光器。 在美国能源部(DoE)的支持下，美国电气制造商协会(NEMA)正着手制定适用于由切相调光器驱动的LED灯的调光标准，包括决定是否达到可接受性能的测试程序及指标。希望这一标准最终能够帮助清理掉市场上那些声明可调光，但性能远未达到终端用户所期待的柔和、稳定如白炽调光预期的产品。 大部分LED灯泡使用的驱动电路都包含降压、升降压或反激式转换器。在各种情况下，都可通过修改基本电路来实现可接受的调光性能，同时不会增加器件的成本和复杂性。这样就可以提升可调光驱动器的性能，进而满足消费照明市场的成本节约要求。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 兼容性的问题在于TRIAC调光器电路如何与LED驱动器输入电路进行交互。 单级LED驱动器示例电路(图2)取代了图1中代表白炽灯的电阻性负载。尽管这一电路由于在稳定运行时的高功率因数模拟了电阻性负载，但其前端也包括了EMI滤波所必需的电容器。此外，LED灯泡所消耗的功率比同等白炽灯的25%还要少。结果就是，在TRIAC触发前，调光器在交流线路半周期中主要承受电容性负载。 图1：典型的调光器原理图 图2：基本的LED驱动器电路框图 图1所示的双向触发电路若想要按照设计目标运行，还需要一条电阻性路径至中性点。如果改为电容性负载，这一电路将无法正常运行，并导致周期转换时出现不稳定触发的情况，具体表现为输出的光不停闪烁。调光器和LED驱动器中的EMI滤波器，还会由TRIAC启动时的高dv/dt引起振铃振荡。 振荡幅度达到一定程度时，会导致电流降至“保持电流”以下，从而使TRIAC关闭，而无法在下一次线路过零之前维持TRIAC导通。这一情况通常会由于触发电路重触发TRIAC，导致其在单个线路半周期中多次开和关。除了给元器件造成应力并很可能破坏调光器或LED驱动器之外，这将导致出现严重的闪烁以及令人不悦的噪声情况。 假设使用LED灯所适用的调光器来替代该调光器并不是理想的解决方案，那么可以通过修改LED驱动来解决上述问题，从而实现LED驱动与标准调光器的搭配使用。 图3：可调光LED驱动示意图。 示例电路(图3)为单级LED反激式转换器，同样的技术也可用于升降压或适应性降压转换器。首先，必须在设计输入滤波器时将输入电容保持在最小值，这样也有助于实现最佳的功率因数。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 下一步介绍的是有源衰减器及无源泄放器电路。衰减电路在TRIAC触发时会限制冲击电流，从而极大地抑制振铃，以至TRIAC保持导通状态。短暂延时后，衰减电阻被一个小的MOSFET所旁路，以防止在余下的导通期间产生功率损耗。为将低功率驱动器成本降至最低，可忽略旁路MOSFET及其相关的驱动电路，但这会导致电阻器的散热及相关的效率损失。 可使用无源泄放器电路代替一些调光解决方案中使用的有源泄放器。该串联RC网络从触发点开始传导电流，时间足够开关转换器开始抽取电流，这有助于确保电流在这一期间不会降至保持电流以下。以恒定导通时间运行的反激式或升降压转换器作为接至直流总线的主要电阻性负载，可在下次线路过零前保持调光器TRIAC的导通状态。转换器需要抽取足够多的电流，以保持在TRIAC保持电流之上。单级PFC反激式或升降压转换器通常可以实现这一目标。 此处所述电路采用了IRS2983控制器IC，其运行在电压模式下。COMP输入端上的直流电压电平决定了开关周期的导通时间。因为控制器IC常与初级侧调节一起使用以保持恒定的输出功率，所以必须在这一输入端上增加齐纳二极管来钳位COMP电压。这就对最大导通时间设置了限制，以致在调光期间，当直流总线电压下降时，导通时间就无法增加来进行补偿。 结果就是，随着调光器设置的降低及直流总线电压的下降，输出电流也会降低。这样就可以在无需采用更复杂的电路来检测调光器相位角或调节输出的情况下，通过调节调光器控制将灯光亮度调节至低于20%。同时，必须在调光关闭期间释放控制器VCC电源，以确保IC仅在所需时段运行。为此使用了一个高压二极管连接VCC与直流总线。 有源衰减器及无源泄放器电路也可与降压转换器一起使用，但结果取决于LED电压。由于在线路电压低于输出电压时转换器无法抽取电流，相位调光运行范围将受到限制。出于这一原因，LED电压最好保持较低，但也不能太低，否则电路将变得无效，需要使用过大的电感器。对于保持合理调节范围的120V AC 系统，LED电压最好是20V～40V。CCM降压LED控制器IC(如IRS2980)可在不平滑的总线电压始终高于LED总输出电压的同时，维持LED灯的平均电流调节。 本文介绍的这些简单技巧在与所述的LED转换器一起使用时，可使大多数基于TRIAC的调光器实现无闪烁的平滑调光效果。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载