标签: 调制器

在卫星通信或者导航等领域，需要测试其射频输出（可能是射频或者 Ku/Ka 波段信号）相对于内部定时信号（ 1pps 或 100pps 信号）的绝对时延并进行修正。这就需要使用至少 2 通道的宽带示波器同时捕获定时信号和射频输出，并能进行精确可重复的测量。 下图是用示波器捕获到的 1pps 定时信号（蓝色波形）以及 QPSK 调制的射频输出信号（紫色波形）。用作触发的定时信号到来后，射频信号功率第 1 个过零点的时刻相对于定时信号的时延就是要测量的系统时延。如果仅仅通过手动光标测量，很难卡准合适的功率零点位置。我们借助于前面介绍过的数字检波功能，可以检出射频信号的功率包络并进行放大（如灰色波形所示），并借助示波器的测量功能来测量功率包络最小点的时刻（ Tmin ），这就实现了卫星转发器或调制器时延的精确测试。通过多次自动测试过零点时刻，还可以进行长时间的统计，以分析时延的变化范围和抖动等。

　　在高速无线通信系统中，信号必须进行上变频或下变频后才能进行信号传播和处理。这种变频步骤在传统上称为混频，是接收和发射信号链必不可少的过程。 　　于是，混频器和调制器就成为射频（RF）系统的基本构件。随着无线通信标准的不断演进，查看这些构件的特征并了解混频器如何影响总体系统性能至关重要。 　　在所有的无线设计中，混频器和调制器都支持变频并实现通信。它们确定整个信号链的基本规格。它们的接收信号链具有最高功率，对来自发射通路中的数模转换器（DAC）的信号进行上变频，并实现数字预失真（DPD）系统，从而影响整个通信系统的性能。 　　那么，基本混频器的工作原理如何？有哪些重要规格要考虑？目前有哪些混频器和调制器方案可用来改进和简化系统设计？ 　　 基本混频器工作原理 　　最简单的混频器就是一个乘法器。音频混频器只增加信号，射频混频器实际上增加输入信号以产生新频率的输出信号。射频调制器和解调器本质上就是混频器。这些器件获取基带输入信号，并输出射频调制信号（反之亦然）。 　　由于影响混频器的因素同时也会影响调制器，因此本文主要从混频器的角度进行探讨。接收器一般 采用下变频来实现高频RF信号的处理 ，发射器则将低频基带信号转换成高速射频。混频器的所有部分都像负载和源一样。 　　在第一个示例中，我们以下变频为例。两个输入分别为RF和本地振荡器（LO）。输出为中频（IF）。输出信号包含输入的和与差（图1）。我们可以通过式1-3从数学上解释这些混频输出分量： 　　RF输入 = A1sin（ω1t + φ1） （1） 　　LO输入 = A2sin（ω2t + φ2） （2） 　　输出IF = A1A2sin（ω1t + φ1） sin（ω2t + φ2） （3） 　　通过三角恒等式，我们可以得到包含和与差的输出： 　　输出IF = （A1A2/2） {cos［（ω1 + ω2）t +（φ1 + φ2）］ + cos［（ω1 – ω2）t – （φ1 - φ2）］} （4） 　　要获得进行信号处理所需的信号质量，可能需要多个下变频过程和滤波，具体取决于IF频率和系统级规划。（LO ＞RF为本振上注入式，RF ＞ LO为本振下注入式。） 可以通过一些具体设计实例来加深理解：基于下变频混频器的700MHz~2.7GHz的基站接收机。 　　上变频过程中的混频器一般在产生基带信号后的早期采用。在这个过程中，IF为输入，RF为输出。此外，输出为输入信号的和与差。 　　需要在输入和输出端进行额外的滤波，以便减少有害产物，获得与接收信号链相似的理想性能。 　　 变频增益 　　变频增益是混频器的主要衡量标准，可用于在生产中进行功能验证。变频增益是输出信号电平与输入信号电平之比，通常以dB表示。无源混频器的变频损耗一般与插入损耗表示。 　　最小损耗以RFOut电流（g1vrf/2 = gonvrf/π）与IFOut电流（g1vrf = gonvrf/2）之比计算。该比值为2/π，因此假设所有阻抗相等且LO输入为方波，则变频增益为（2/π）2或–3.92 dB。 　　如果LO输入为连续正弦波输入或连续波（CW），则输出电流中的输出IF分量为gonvrf/4。由于LO输入功率较低，因此功率比相应地从–3.92 dB变为–6 dB。LO功率的下降会影响混频器开/关状态之间的传导驱动能力，从而降低输出功率和噪声指数。 　　一般来讲，大多数混频器的变频损耗介于4.5与9 dB之间。这取决于混频器类型以及混频器不平衡、平衡-不平衡变换器不匹配和二极管串联电阻等所有额外的损耗。宽频带混频器更容易产生较高的变频损耗，因为它们需要在整个输入带宽上维持平衡。变频增益会影响总系统自动增益控制（AGC）规划、DPD系统算法和灵敏度规划。 　　 噪声 　　混频器在进行频率转换时会给信号带来噪声。相对于发热状态下输出端SNR的输入端信噪比（SNR）称为噪声系数。这种度量是器件导通以捕获发热或导电状态下发出的噪声能量时捕获的噪声。然后该值相对于冷却或关断状态时的噪声功率。请记住，用噪声系数计算级联网络和总噪声的公式： 　　噪声系数F = （SNR）In/（SNR）Out （5） 　　噪声指数NF = 10log（F） （6） 　　从式7中的级联噪声指数可以看出（G为各级的增益），第一个级的影响最大。因此在基本接收系统中，开关、滤波器和混频器前的低噪声放大器（LNA）都会增加总系统的噪声系数。仔细地选择这些元器件和混频器可以最大限度地降低总噪声并提升灵敏度。 　　请记住，LO驱动电平会影响转换增益和噪声。随着LO功率的下降，噪声也随之下降。双边带（DSB）混频器和单边带（SSB）混频器对噪声的定义略有不同。对于DSB而言，输出端提供所需的IF和镜像（针对到此为止讨论的所有混频器）。对于SSB而言，镜像会尽可能减少。 DSB噪声包含来自RF和镜像信号频率的噪声和信号。对于SSB噪声而言，镜像信号在理论上丢失（虽然包含了镜像噪声）。理想的SSB混频器的噪声指数是同类DSB混频器的噪声指数的两倍。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 　　 隔离 　　混频器中的隔离在以下端口之间指定：RF与IF；LO与IF；IF与RF以及LO与RF。隔离量度计算一个端口到另一个端口的泄漏功率。例如，要测量LO到RF的隔离，只需将一个信号施加到LO端口，然后测量RF端口的这个输入LO信号的功率。 　　由于输入信号（特别是LO）较高，足以导致系统性能下降，因此隔离至关重要。LO泄漏会通过干扰RF放大器或在天线端口辐射RF能量，从而干扰输入信号。LO至IF输出的泄漏会压缩接收器阵列中剩余的IF单元，引起处理错误。 　　RF至IF的泄漏以及IF至RF的泄漏表示电路平衡性能，该性能与变频损耗有关。混频器的平衡性能越好，变频损耗就越低；因此，也具有较好的变频性能平坦度。理想情况下，隔离规格尽可能高，并且在最终的外形板设计上具有屏蔽和良好的布局。 　　 1dB压缩点 　　在接收系统中，混频器最有可能是整个系统中 功率最高的器件。因此线性规格非常重要，它可以确定整个接收器的诸多系统规格和发射能力。 　　在标准或线性工作条件下，混频器的变频损耗是恒定的，与RF功率无关。这意味着，当你以1dB的幅度增加输入功率时，输出功率也会以1dB递增。在P1dB压缩点，输入功率增加，以便输出不随输入功率线性增加。这也是混频器变频损耗高出理想值1dB的原因（图2）。　　 　　在P1dB点或更高点运行混频器会使需要的IF或RF信号失真，同时会增加频谱中的杂散量。完整信号链的1dB压缩点会影响系统的动态范围。混频器的典型P1dB规格介于0至15 dB之间。P1dB越高，性能越高，系统动态范围相应地越好。 　　 三阶截取点 　　与P1dB类似，三阶截取点（IP3）也会影响系统性能。不佳的三阶交调性能与IP3有直接关系，并且会增加真实工作条件下的噪声基底。这看来会降低无线接收器的灵敏度，相应地降低整个无线通信系统的性能。因此，IP3点越高越好。 　　要测量IP3，我们对RF输入端施加两个相同功率的输入信号F1和F2 （假设这是下变频过程）。要计算IP3，由于非常靠近相关的IP输出，因此我们在（2F2 – F1） – FLO和（2F1 – F2） – FLO产生相关的三阶交调失真（IMD3），我们从中频输出去掉该失真，得到以下计算结果： 　　由于未能达到实际的IP3点，因此IP3点是从IMD3获得的理论值。混频器的输出级在达到IP3之前饱和。一般对于无源混频器而言，高频信号的IP3至少为P1dB以上15 dB，低频信号的IP3至少为压缩点以上10dB。 　　 杂散信号 　　混频过程会产生输入信号的和与差的输出积以及大量额外的有害杂散信号（图3）。这些杂散信号包括基本的混频器输入和输出、其谐波产物（nRF、mLO或kIF）和交调产物、nRF ± mLO（下变频）和nLO ± mIF（上变频）。　　 　　图3：混频器输出的频谱图显示产生的所有不同产物。需要的信号为和频或差频，不过请注意，有害镜像信号和二阶和三阶信号为谐波的结果。滤波有助于减少这些有害信号。 　　我们将这些交调产物定义为有害的混频产物。这些杂散响应是由于输入信号和LO的谐波混频引起的。这些杂散信号的电平取决于诸多因素。信号输入电平、负载阻抗、温度和频率都会影响杂散信号。 　　谐波产物（nRF、mLO或kIF）以指数级增加输出信号的功率。这些有害产物可以简单地以数学方式按照以下显示功率增加的等式表示： 　　基本：VOut = Acos（ωt） （10） 　　二次谐波为二次幂：A2cos（2ωt） （11） 　　三次谐波为三次幂： 　　A3cos（3ωt） （12） 　　由于滤波的复杂性和受这些杂散响应影响的频率性能的广泛性，非线性失真产物会对宽带系统产生相当大的影响。窄带应用仅受通带的失真产物的影响。采用足够的带通滤波可以有效地减少大部分有害产物。但是，如前面提到的，IMD3产物极为靠近需要的信号，因此很难过滤出这样的信号。 　　 镜像（边带抑制） 　　同时影响典型混频器的接收通路和发射通路的一种信号是镜像。离输入信号的RF输入端口2IF的信号将在下变频过程中直接被转换成与需要的输入信号相同的IF。滤波和采用多个IF级和镜像抑制混频器（IRM）等方法可以最大限度地降低这种有害信号的影响。 　　镜像就是按照系统规划来自需要的输出信号的“其它”输出，这是因为任何简单的混频器的输出都包含混频的和与差。可在混频器输出端实现更高的镜像抑制的高级混频器设计称为SSB或同相/正交（I/Q）调制器。例如，TI公司的TRF372017是一款高集成度锁相环/压控振荡器（PLL/VCO） I/Q调制器。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 　　 直流偏置 　　输出频谱的另一个关键部分是LO泄漏或直流偏置和载波抑制。隔离会影响混频器的这种功能，直流偏置是表示混频器不平衡的量度。此规格在I/Q调制器和解调器中特别重要。由于I/Q调制器和解调器本身就是两个混频器，因此这些混频器的部分不平衡受两个内部混频器之间的增益差或偏置差影响。 　　具体来讲，对于采用这些调制器和解调器的零IF系统，由于泄漏在信号带宽内，因此直流偏置（载波抑制）会降低性能。混频器输出端的直流偏置将位于LO频率，根据直流偏置的不同，如果器件内的不平衡足够高，直流偏置会影响错误（式13）。因此，如果1VRMS信号有10mV的直流偏置，则： 　　CS = –40 dBc （14） 　　LO驱动电平 　　LO驱动电平是混频器中需要设计工程师严密考量的一个规格。系统LO的可用输出功率可能限制设计中的混频器选择方案。驱动电平不足会降低总混频器性能。驱动电平过高会降低性能，同时损坏器件。与无源混频器相比，有源混频器所需的LO功率往往较少，并且LO功率范围具有更高的灵活性，可获得完整的混频器性能。 　　 混频器拓扑 　　混频器分为无源混频器和有源混频器。无源混频器采用二极管和无源器件进行混频和滤波。无源混频器一般具有更高的线性度，但变频损耗或噪声较高。此外还有单平衡混频器和双平衡混频器。单平衡混频器具有有限的隔离，而双平衡混频器的端口间隔离好得多，并且线性度更高。 　　大部分人都熟悉基本的肖特基二极管双平衡混频器。这种混频器是性能最高的混频器之一，仅需要输入端的一些匹配良好、低损耗的平衡-不平衡变换器和具有四桥配置的二极管。为了获得更高的隔离，输出信号在输入信号端口（非LO）被分出。肖特基二极管的低Ron和高频性能使得这种混频器成为理想之选，不过它有一个不足：需要高LO功率。 　　我们拥有各种有源混频器选择方案，包括双极结晶体管（BJT）和FET混频器以及可创建真正的乘法器，从而提升隔离和偶次谐波的吉尔伯特单元拓扑。吉尔伯特单元拓扑是到目前为止最受欢迎的有源混频器设计。 　　虽然这些混频器可以提供极高的性能，但是我们仍然需要滤波和多个IF级从需要的输出中消除镜像。镜像始终距离需要的IF信号2IF，以便低IF 端的滤波得到更多的抑制。由于可调谐系统的复杂性越来越高，滤波器必须跟踪LO以维持性能。这种系统可能需要多个级和滤波，以便彻底消除较高IF的镜像。 　　采用IRM时，我们可以通过相位抵消实现境像抑制，而不采用滤波或多个IF级。设计从正交IF混频器开始进行。这种混频器整合了两个双平衡混频器、一个90°分流器和一个零度分流器。要实现IRM的功能，只需要在IF端口后面添加一个90°混合电路，以分隔镜像和实信号，使镜像输出终止或用于进一步的处理（图4）。　 　　图4：镜像抑制混频器在接收器中最受欢迎。它可以通过相移去掉和频或差频产物，产生单个输出，而不需要滤波。LO进行90°相移，产生同相和正交相位信号，与输入的RF信号进行混频。然后混频器输出互相进行90°相移，从而去掉部分产物。 　　根据上文的讨论，这种设计内部的两个混频器可能不匹配，因为在需要的IF输出端口出现了一些下变频镜像。镜像抑制是所需IF与同一端口的输出端的镜像之比。为提高IRM的性能，良好的抑制匹配是关键的设计参数。　　 　　图5：单边带上变频器或调制器用于发射信号链中。此过程类似于接收信号链的镜像抑制混频器（图4）。基带（BB）信号被施加到同相（I）和90°相移（Q）混频器，并与分成90°相移分量的LO信号进行混频。增加了混频器输出，单个产物或边带为RF输出。 　　至于上变频，我们有SSB混频器或I/Q调制器。在SSB IRM中，镜像和有效输出现在是这种拓扑结构中的输入，RFIn是RFOut。图5通过BB（基带）输入频率或发射通路中的IF信号简化了这种配置。式 15-21显示这种SSB或I/Q调制器如何抑制或减少镜像。 　　BB I = Asin（ωmt） （15） 　　BB Q = Acos（ωmt） （16） 　　LO通过分相电路施加一个CW输入时： 　　LO同相 = sin（ωct） （17） 　　LO正交 = cos（ωct） （18） 　　因此，通过三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中（式19和式20）。从这里我们可以看出， 去掉了上边带（ωc + ωm）器件（USB），而只保留了最低有效位（LSB）。输出为： 　　RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t） （21） 　　显然，这是一个理想的SSM，其电路中不存在不平衡。但是，在真实世界中，BJT、FET和二极管从未实现理想的平衡。总是存在增益和相位不匹配，隔离将是有限的，因此RFOut端口将出现LO泄漏。基带或IF信号不会实现理想的平衡，LO输入也会不理想。 　　选择I/Q调制器时影响最大的两个规格是边带抑制和载波泄漏。直流偏置或载波抑制是有害的输出LO分量，这是隔离LO-RF端口和BB或IF信号直流不平衡的结果。边带抑制以dBc计。这是镜像分量，是一个相对于输出信号的规格。它是混频器增益和相位平衡不匹配的结果。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载

虽然许多有关调制的描述都将其描绘成一种乘法过程，但实际情况更为复杂。 首先，为清晰起见，若信号Acos(ωt)和未调制的载波cos(ωt)施加于理想乘法器的两路输入，则我们将得到一个调制器。这是因为两个周期波形A s cos(ω s t)和A c cos(ω c t)施加于乘法器(为便于分析，假定比例因子为1 V)输入端，产生的输出为： 若载波A c cos(ω c t)幅度为1 V (A c = 1)，则该式进一步简化为： 但在大多数情况下，调制器是执行此功能更好的电路。调制器(用来改变频率的时候也称为混频器)与乘法器密切相关。乘法器的输出是其输入的瞬时积。调制器的输出是该调制器其中一路输入的信号(称为信号输入)和另一路输入的信号符号(称为载波输入)的瞬时积。图1显示了调制函数的两种建模方法：作为放大器使用，通过载波输入上的比较器输出切换正增益和负增益；或者作为乘法器使用，并在其载波输入和其中一个端口之间放置一个高增益限幅放大器。两种架构都可用来形成调制器，但开关放大器架构(用于AD630平衡调制器中)运行较慢。大多数高速IC调制器含有一个跨导线性乘法器(基于吉尔伯特单元)，并在载波路径上有一个限幅放大器，用来过驱其中一路输入。该限幅放大器可能具有高增益，允许低电平载波输入——或者具有低增益和干净的限幅特性，从而要求相对较大的载波输入以正常工作。 图1. 调制函数的两种建模方法 出于某些原因，我们使用调制器而非乘法器。乘法器的两个端口均为线性，因此载波输入的任何噪声或调制信号都会与信号输入相乘，降低输出；同时，大多数情况下可忽略调制器载波输入的幅度变动。二阶特性会导致载波输入的幅度噪声影响输出，但最好的调制器都会尽可能减少这种影响，因此不纳入本文的讨论范围。简单的调制器模型使用由载波驱动的开关。(理想)开路开关具有无限大的电阻和零热噪声电流，且(理想)闭路开关具有零电阻和零热噪声电压；因此，虽然调制器的开关并非理想，但相比乘法器而言，调制器依然具有较低的内部噪声。另外，比起乘法器，设计与制造类似的高性能、高频率调制器也更为简便。 与模拟乘法器相同，调制器将两路信号相乘；但与模拟乘法器不同的是，调制器的乘法运算是非线性的。当载波输入的极性为正时，信号输入乘以+1；而当极性为负时，则乘以-1。换言之，信号乘以载波频率下的方波。 频率为ω c t的方波可使用傅里叶序列的奇次谐波表示： 对该序列求和： 其值为π/4。因此，K数值为4/π，这样当正直流信号施加到载波输入时，平衡调制器可作为单位增益放大器使用。 载波幅度并不重要，只要它足够大，可驱动限幅放大器即可；因此，由信号A s cos(ω s t)和载波cos(ω c t)驱动的调制器产生的输出即为信号与载波平方的乘积： 该输出包含下列项的频率之和与频率之差：信号与载波、信号与载波的所有奇次谐波。理想的完美平衡调制器中不存在偶次谐波乘积。然而在真实调制器中，载波端口的残余失调会导致低电平偶次谐波乘积。在许多应用中，低通滤波器(LPF)可滤除高次谐波乘积项。请记住，cos(A) = cos(-A)，因此cos(ω m - Nω c )t = cos(Nω c - ω m )t，并且无需担心“负”频率。滤波处理后，调制器输出可计算如下： 它和乘法器输出的表达式一致，只是增益稍有不同。在实际系统中，增益采用放大器或衰减器进行归一化，因此此处无需考虑不同系统的理论增益。 在简单的应用中，显然使用调制器优于使用乘法器，但如何定义“简单”？调制器用作混频器时，信号与载波分别为频率等于f 1 和f c 的简单正弦波，未经滤波处理的输出包含频率和( f1 + f c )与频率差( f 1 - f c )，以及信号与载波奇次谐波的频率和与频率差( f1 + 3f c )、( f 1 - 3f c )、( f 1 + 5f c )、( f 1 - 5f c )、( f 1 + 7f c )、( f 1 - 7f c )…。经LPF滤波之后，预计仅得到基波项( f 1 +f c )和(f 1 -f c )。 然而，若( f 1 + f c ) ( f1 - 3f c )，将无法使用简单的LPF区分基波与谐波项，因为某个谐波项的频率低于某个基波项。这并非属于简单的情况，因此需进一步分析。 如果假设信号包含单一频率f 1 ，或假设信号更复杂，分布在频段f 1 至f 2 中，则我们便可分析调制器的输出频谱，如下图所示。假设完美平衡的调制器不存在信号泄漏、载波泄漏或失真，则输出不含输入项、载波项和杂散项。输入以黑色表示(或在输出图中以浅灰色表示，哪怕实际上并不存在)。 图2显示输入——位于f 1 至f 2 频段内的信号，以及频率为f f c 的载波。乘法器不含下列奇次载波谐波：1/3(3f c )、1/5(5f c )、1/7(7f c )…，以虚线表示。请注意，小数1/3、1/5和1/7表示幅度，而非频率。 图2. 输入频谱，显示信号输入、载波和奇次载波谐波 图3显示乘法器或调制器的输出，以及截止频率为2f c 的LPF。 图3. 使用LPF的乘法器或调制器输出频谱 图4显示未经滤波处理的调制器输出(但不含7f c 以上的谐波项)。 图4. 未经滤波处理的调制器输出频谱 若信号频带( f 1 至f 2 )位于奈奎斯特频带(直流至f c /2)内，则截止频率高于2f c 的LPF将使调制器具有与乘法器相同的输出频谱。若信号频率高于奈奎斯特频率，则情况更复杂。 图5显示信号频带正好低于f c 时将发生的情况。依然有可能分离谐波项和基波项，但此时需使用具有陡峭滚降特性的LPF。 图6显示由于f c 位于信号通带内，谐波项叠加(3f c - f 1 ) ( f c + f 1 )，因此基波项不再能够通过LPF与谐波项分离。所需信号此时必须通过带通滤波器(BPF)进行选择。 所以，虽然调制器在大部分变频应用中优于线性乘法器，但设计实际系统时必须考虑到它们的谐波项。 图5. 信号大于fc/2时的输出频谱 图6. 信号超过fc时的输出频谱