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防止DC电源输入反接的3种 1)串联有4只二极管的全桥。优点是无论正接、反接，电源都能正常工作。缺点是要损失1.2V ~ 1.4V的电压。 2)串联有1只二极管。优点是电路简单、可靠。但有0.7V的压降。 3)串联自恢复保险，在保险后面的电源正、负极反向并联1只二极管。优点输入电压没有损耗。缺点是成本较高。当然亦可把自恢复保险换成普通保险丝。这样材料成本虽然降低，但维护成本反而大大增加。 对于第一种方法，可以用肖特基二极管SBD（Schottky Barrier Diode）代替普通的二极管。肖特基二极管的优点在于正向偏置电压较低，这样的话损失的压降小。 整理桥式防护电路 Altera的DE2的原理图上有这样的防护设计。无论输入电源正接还是反接，都可以正向导通。 具体整流桥的原理可以参考《初学者对于Cyclone II开发板电源选择的看法（http://www.eeskill.com/article/id/38246）》一文。 1、3脚是连在一起的。当2脚接正(+)，3脚/1脚接负(-)时，①通道导通(D6、D8正向导通，D6、D7反向截止)。 当2脚接负(-)，3脚/1脚接正(+)时，②通道导通(D6、D8反向截止，D6、D7正向导通)。 肖特基二极管SS14 在这种整流桥式的防护电路中用的比较多的肖特基二极管是SS14。 同系列的有SS12、S13、S14、S15、S16、SS18、S100。后面一个数值分别表示反向耐压值(Maximum Repetitive Reverse Voltage)，SS12反向耐压为20V，S100反向耐压值为100V。 SS和SK是一样的，sk1*平均整形正向电流(Average Rectified Forward Current)是1A，sk3*是3A，sk5x是5A,sk1x后面的x是对应的电压.因为sk**和1N58指标相似,所以一般互用。1N58系列是直插芯片。 SS/SK系列尺寸大小 SS、SK系列的贴片肖特基二极管的封装基本都是DO-124AB。但我买了SS34后发现，比DataSheet上的封装小，与1206相近。因为这系列有很多国产货，尺寸大小各不相同，所以还是以实际买到的为准。 SS/SK系列正负 有一白色标志的为阴极(负极)。 实际测量 整流桥采用4个SS34（3A正向电流、40V反向耐压）。输入为AC/DC的电源适配器，DC输入电压为5.18V（标称5V），2.5A。输出为4.54V。输出电压对于输入电压的2个二极管电压的压降（5.18V-4.54V=0.64V）。每个SS34的正向压降为0.32V小于0.5V（3A时），因为这是负载小的情况。从下图也可以看出SS34正向压降与正向电流的关系。 DC插头选择 转自畅学电子网。

每一位 电源 工程师都熟知并学习过电压模式和电流模式控制这些传统的控制拓扑，但却不太了解基于迟滞的拓扑及其优势。虽然纯迟滞控制对于诸如医疗或工业自动化等特定应用可能并不实用，然而许多比较新的 电源拓扑 都是基于迟滞的，并且拥有旨在克服纯迟滞控制的缺陷的额外特性。此类拓扑被运用于从 处理器 内核供电到汽车系统等广泛领域。   几乎所有的电源均是专为提供一个稳定的输出电压或电流而设计的。提供这种输出调节功能需要一个闭环系统和即将被调节的输出电压或电流的反馈。尽管有很多种用于对可用反馈环路进行补偿的不同控制拓扑，但它们通常都可以被归为两类： 脉宽调制  ( PWM ) 或迟滞。在这两种基本拓扑的基础上演变出了第三种拓扑，其为此二者的融合：基于迟滞的拓扑。针对不同的应用，这些控制拓扑各有优缺点。   电压模式控制   脉宽调制(PWM) 控制被归为两种基本类型：电压模式和电流模式。为简单起见，本文只讨论采用输入电压前馈的电压模式控制。有关电压模式与电流模式更为详细的比较，图1示出了降压 转换器 中电压模式控制的基本方框图。     图1：电压模式控制包括了误差 放大器 、时钟和内部 基准电压  (V REF )   当采用电压模式控制来调节输出电压时，它通过一个连接至其反馈 (FB) 输入的阻性分压器来检测输出电压的缩小版。具有高增益的误差放大器随后将该FB信号与一个高准确度内部基准电压进行比较。围绕误差放大器的环路补偿电路负责保持系统的稳定。   电压模式控制拥有诸多的优势。通过仅调节输出电压和其他良好受控的内部信号（比如：时钟和内部基准电压），该拓扑具备非常强的抗噪声能力。而且它还相当地简单明了。利用输入电压前馈保持了简单性，以在不断变化的输入电压条件下维持恒定的环路增益。此外，输入电压前馈还可大幅改善针对线路电压瞬变的响应。最后，时钟实现了开关频率的控制，包括使电路同步至一个外部时钟源的可能性。   电压模式控制的主要劣势是必需的环路补偿及对应的环路带宽限制。就其本质而言，电压模式控制在功率级中引入了一个双极点，该双极点位于输出滤波器的转折频率，因而需要在误差放大器的周围布设两个正确定位的零点。由于该双极点的频率通常很低，因而环路带宽被限制在较低的水平。一般情况下，其被限制为不超过开关频率的1/10。这对电源的瞬态响应产生了显著的负面影响。因此，设计人员必须通过增加输出电容来获得更好的瞬态结果，从而导致系统成本升高。   考虑到以上的利弊权衡，电压模式控制仍然是颇具价值的，尤其在那些对噪声敏感的应用中。电压模式控制的高噪声耐受性及其可同步至一个系统时钟的能力使其很适合于对噪声最为敏感的应用，例如：医疗和仪表设备等。   迟滞控制   纯粹和基本形式的迟滞控制是极其简单的，所有控制拓扑中最简单的一种（图2）。在其端子之间具有某些小迟滞的比较器通过FB输入将输出电压直接与高准确度的内部基准电压 VREF 进行比较。     图2：简单的迟滞控制拓扑只需一个比较器和内部V REF   这种直接控制输出电压的优势在于控制环路的速度。当输出电压由于瞬变的原因而发生变化时，控制环路开始做出反应所需的时间仅受限于比较器和栅极驱动器中的传播延迟。误差信号不必穿过低带宽误差 放大器 。因此，迟滞拓扑是速度最快的控制拓扑。   此外，其工作原理的简单性还使其能在无需任何环路补偿的情况下保持固有的稳定性。而且这种简单性也使之成为一种低成本的拓扑。在 电源 中没有需要设计、构建和测试的振荡器或误差放大器。控制开关动作仅需一个基本的比较器即可。   迟滞拓扑的主要缺陷是其开关频率变化。没有负责设定开关频率的时钟或同步信号。取而代之的是，开关频率由迟滞量以及外部组件和工作条件来设定。   当采用纯迟滞转换器时，预计在输入电压和负载范围内将发生很大的频率变化。而且，如果不采用一个高增益误差放大器的话，所实现的输出电压的DC设定点有可能不如采用电压模式控制时那么精准。最后，迟滞控制需要利用输出电容器中的等效串联电阻 (ESR)。因此，当运用纯迟滞拓扑时，一般不能使用ESR极小的陶瓷输出电容器。   但是，在某些低功率、非常低成本的应用中（比如：玩具），由于此类终端设备的价位非常之低，而且其低功率在迟滞电源的宽开关频率范围内产生的电磁干扰 (EMI) 水平很低，因此迟滞转换器也许是可以接受的。另外，具有非常严酷之瞬变的系统需要采用迟滞或基于迟滞的拓扑来维持可接受的输出电压调节。假如这些系统的输入电压、输出电压和其他工作条件处于良好受控的状态，则开关频率被保持在一个可接受的范围之内。这使得迟滞控制成为那些依靠一个固定输入电压运作并产生一个固定输出电压的应用的有效选择。   基于迟滞的控制   许多控制拓扑从根本上说都是迟滞的，但其包含了其他旨在克服频率变化和其他纯迟滞拓扑局限性的电路。例如，它们包括D-CAP、D-CAP2、COT、具有ERM的COT和DCS-Control拓扑。本文仅分析和比较DCS-Control 4及相似器件。   根本上说，DCS-Control（采用至节能模式的无缝转换的直接控制）是一种迟滞拓扑，但其融合了电压模式和电流模式的某些特性（图 3）。和在电压模式控制中一样，迟滞比较器将一个误差 放大器 的输出与一个锯齿波形进行比较。     图3：在基于迟滞的DCS-Control拓扑中，误差放大器和内部V REF 与电压模式控制中的相同，而迟滞比较器则取自迟滞拓扑。导通定时器(on timer)是基于迟滞的拓扑所特有的   该锯齿波并非产生自某个时钟，而是通过一个与输出电压直接相连的特殊电路产生在VOS输入引脚上。实质上，迟滞比较器仍然具有一个通过该VOS引脚至输出电压的直接连接，并接入了一个高增益误差放大器以提供非常优良的输出电压设定点准确度。   除了将取自迟滞和电压模式拓扑的迟滞比较器与误差放大器加以组合之外，DCS-Control还运用了一种导通时间电路以控制开关频率。最后，内置了必需的环路补偿功能电路以实现稳定性。   DCS-Control的主要优点是可保持迟滞转换器非常快的瞬态响应以及电压模式转换器的输出电压准确度，同时克服了这两种拓扑其他的关键缺陷，即：缓慢的响应时间、有限的控制环路带宽和频率变化。   由于VOS引脚提供了输出电压的直接控制，因此输出电压的任何变化都将直接通过控制环路传播，而不会受到误差放大器带宽的限制。这将大大加快瞬态响应速度。   就目前的DCS-Control实施方案而言，其主要缺点是无法同步至一个时钟。作为一种基于迟滞的拓扑，其并未提供时钟输入信号，而是提供了一个在各种工作条件下变化极小的受控开关频率。在某些场合中，该变化小于电压模式转换器的时钟频率容差。   诸如DCS-Control等基于迟滞的拓扑其最佳的使用场合是那些会遭遇大的瞬变并需要极高输出电压准确度的应用。此类应用包括为嵌入式或计算系统中的 处理器 内核供电，以及工业自动化和汽车信息娱乐系统。   结论   对于不同的应用，“电压模式”、“迟滞”和“基于迟滞”等三种主要的 电源 控制拓扑各有优劣。虽然大多数电源工程师都习惯并乐于使用电压模式控制，但迟滞和基于迟滞的拓扑却能提供同类最佳的瞬态响应，而且应当就诸如处理器内核供电等需要这种快速响应速度的应用对其做深入探究。由于每种控制拓扑都有数量极为庞大的设备在使用，因此意味着对于几乎所有的应用而言都很可能有一种最优的电源解决方案。   参考文献 1. Robert Mammano，开关电源拓扑：电压模式与电流模式的比较，设计笔记 (SLUA119)，Unitrode，1994 年 2. 采用 2 x 2 SON 封装的 3 MHz 2A 降压型转换器，数据表 (SLVS833B)，德州仪器，2013 年 11 月 3. LM3475 迟滞 PFET 降压型控制器，数据表 (SNVS239B)，2013 年 3 月。 4. Chris Glaser，高效率、低纹波 DCS-Control提供无缝的 PWM / 节能模式转换，模拟应用杂志 (SLYT513)，德州仪器，2013 年第三季度    

笔者日前报道过韩国高等科技研究学院（KAIST）开发无线供电技术，通过无线电源技术，电器可以摆脱插座和电线的限制。现在KAIST的学者们又在电源技术上革新： 用体热发电。   该芯片主要用于穿戴式设备，目前的穿戴式设备虽然不用每天充电，但是迟早有电源耗尽的一天。一般腕带式的设备更偏向于使用太阳能来充电，但这并不符合用户晚上充电的习惯。 开发团队认为，穿戴式设备长期和人体接触，使用体热来发电是最好的选择，另外这样的技术同样可以用来为手机充电。 当a ΔT = 50 K时TE的输出功率可达到每公克28 mW（a为物理常数，ΔT为温度差），足以为智慧手表供电。 该技术叫做 ThermoElectric（TE） ，它能够识别空气和人体间微小的温度差，并借此来发电。该芯片非常的轻，并且柔软：很适合用在穿戴式设备上。负责人Byung Jin Cho教授说：“我们正在为医疗传感器制作电源样板，接下来就是手机的充电。”我们经常把手机拿在手上，开发团队希望能够利用这些习惯不断为设备充电。   该芯片使用玻璃纤维制作，所以非常的柔软，它甚至可以卷曲成圆筒状。TE还分为有机版和无机版。有机系统由碳材料构成，这使得它比无机材料更柔软，但是它能够提供的电能比较小。“这可以改变人们设计电源的方法，并且能够减少设备的重量，我相信这对穿戴式设备来说将会是一个关键发明。我们身体产生的能源经常被浪费，我可以预见TE在消费电子领域将会广泛应用。” 事实上，这个想法并不是全新的，科学家们多年来都在寻找透过采集人体热能产生电力的方案，但该类发电装置的尺寸与重量，还有所能收集的电力，直到现在都无法达到商用 标准。韩国研究人员的 创新关键在于采用玻璃纤维织物来制作热电发电装置 ； 该装置透过无机材料网版印刷制作，是一种没有顶端与底部分别、自给自足的热电装 置。   根据KAIST的论文，新开发的装置不只达到前所未有的功率密度，弯曲度也可达到20mm、不会影响装置性能，且可重复弯曲120次 周期以上。如果这样的技术开发成功，我们可能很快就不需要 为我们的智能手表充电了。 Via： Technocrazed

     在很多时候，如果我们需要更大的功率，而手边又无法马上找到足够大功率的电源，我们往往首先想到要将 两或多个电源输出 进行串联或并联，已获得 更高的电压、电流或功率。实际上， 很多的程控电源是可以进行串联或并联设置的，但一定要利用正确的方法。   当您串联多个输出以实现更高电压时，请遵守下述注意事项： •        总电压绝不超过任意一台输出电源的额定浮地电压，即输出端与地之间的最高隔离电压。 一般的程控直流电源的浮地安全电压为240V， 有点高压输出的电源要高一些。 •        每一台电源输出都不能设为负电压输出。 •        串联电源的电压和电流设定的输出值都应该一致。   设置每一个电源输出时 ， 首要任务是考虑希望得到的总电压值 。为此 ， 首先把每个输出电流的限制值设为负载最大能够承受的电流限制值。其次，根据希望得到的总电压， 平均分配到每个电源上。例如，如果您使用了两个电源串联输出，可将每个输出设为总电压值的一半。如果您使用三个电源串联输出，可将每个输出电压设为总电压的三分之一。   当您并联多个电源输出， 以实现更高电流输出时，请遵守下述注意事项： •        其中一个电源作为主电源，输出必须在恒压 （ CV ） 模式下工作 ， 其它的作为从电源，输出在恒流 （ CC ） 模式下工作 •        输出负载必须能消耗足够的电流，以保证输出在恒流模式中的恒流输出 •        尽量采用同型号的程控电源，有具有相同电压和电流额定值的输出。   将所有输出的电流限制设为相同值 ，最大电流就是它们的 总和 。将主电源设为 CV 输出模式， 它设置的电压就是整个系统所需要的电压。 而其它从电源的电压设置要略高于主电源，这样它们就会工作在 CC 输出模式，提供更多的输出电流， 并且会实际输出电压会低于设置电压，而与主电源的输出电压匹配。 于是，这些电源就能为负载的需求提供充足的电流。 例如，我们用3台20V， 5A的电源并联为15V， 12A的单路输出。 首先要确保负载能够吸收足够大的电流。其次，选择其中一台作为主电源，设为15V，4A输出。其它两台作为从电源，可以设为16V， 4A输出。   为了直接感测负载端的电压 ，需要 使用串联或并联设置下的远端感应。对于某些电源，您必须将每个输出设为“远端感应”，有时称为“ 4 线模式”。   使用串联连接下的远端感应 ： 当您在串联配置下使用远端感应时 ， 采取串联方式连接每个输出上的远端感应端 ， 并将感应端子与负载连接 （ 如图 1 所示 ） 。                        使用并联连接下的远端感应 ： 当您在并联配置下使用远端感应时 ， 采取并联方式连接每个输出上的远端感应端子 ， 并将端子与负载连接 （ 如图 2 所示 ） 。 为简化并联输出的设置 ， 部分电源支持 “ 输出分组 ” 高级特性。该特性最多可对四个相同型号的输出进行“分组”，就像控制单个电源的电流输出一样，来控制所有分组中电源的输出。

此文章来源于EET知名博主 “赤脚医生”，网络链接为： http://forum.eet-cn.com/BLOG_ARTICLE_16348.HTM   不同种类的电源， 其噪声指标有着非常大的差别，从上百毫伏峰峰值的电源适配器，到峰峰值只有几毫伏、有效值在微伏级的程控电源。 为了最大程度减小对被测件的影响，需要把可编程电源输出的纹波和噪声尽量降低。   下图显示的是不同种类电源的大致噪声范围。     对于高品质的程控电源，其噪声的峰峰值通常需要在 10mV 以下。 这里需要特别注意的是， 在厂家电源产品手册中列出的噪声指标，必须在电源标定的最大输出电压和电流输出情况下，测试其输出噪声值获得的纹波噪声指标。   安捷伦很多可编程电源的输出噪声的峰峰值只有 2-3mV. 如果用通常的噪声测量方法来测量这么低的噪声，会有很大的困难， 而且也会有很大的误差。这是因为： 1．   测量噪声峰峰值的经典仪器是示波器，但绝大多数示波器的本底噪声都高于 1mV. 这样，电源本身的噪声可能被淹没在了示波器的本底噪声中，而无法测量。 虽然目前市面上出现了高分辨率的示波器，但由于其本底噪声的指标没有根本改善，这个问题还是没办法解决。 2．   在噪声测量是，需要负载来牵引电源的输出。 但通常会用到电子负载， 而电子负载本身的噪声将会直接影响到电源噪声的测量   因此，为了测量出高性能程控电源的微小噪声，必须采用与常规电源不同的测量方法。在下面这段视频中，我们介绍了安捷伦的测量方法。 1．   电源在噪声测试时，将输出设为最高值，这样可以测量获得最恶劣的噪声情况 2．   采用固定电阻作为牵引负载，避免电子负载噪声引起的测量误差 3．   采用 10x 增益的高品质差分放大器， 首先将噪声放大，再用示波器进行测量 4．   利用 30MHz 的有效值电压表测量噪声的有效值   观看这段视频，请访问： http://v.youku.com/v_show/id_XNTAzMTYwODAw.html?f=17488112