标签: 采样示波器

网络串行解串器(SERDES)的串行数据输出速度已经高达28Gbps，并且还在继续发展。在如此高数据速率的条件下，即使很短的PCB走线也会起到传输线的作用，进而通过衰减和散射降低信号完整性。在芯片的焊球上监视SERDES发送器输出信号很难做到。通常信号会引到SMA或SMP连接器后再用示波器进行监测。然而，信号特性会因为IC和连接器之间的传输线而发生改变。因此，真正的挑战是在SERDES引脚处监视信号性能，而这可以通过去除传输线效应来实现。本设计实例介绍了一种去除传输线的方法。 假设H(s)是走线的冲激响应，如果X(s)是输入信号，那么从数学角度看： Y(s)=H(s)×X(s) X(s)=Y(s)×H -1 (s) 可以将H -1 (s)实现为有限冲激响应(FIR)滤波器，并使用MATLAB确定滤波系数(参考文章最后的文档)。 走线的H(s)可以用网络分析仪进行测量，测量的对象是Sdd21。首先需要确定FIR滤波器(h f (t))的系数，其频率响应(H f (s))接近上述测量的Sdd21的倒数，即H f (s)=H -1 (s)。计算滤波器系数的方法是先从特定系数开始计算频率响应，然后计算H(s)和H f (s)之间的幅度误差。最后使用优化算法改变系数，直到使和方差最小。 参考FIR_filter_design.m，nc是FIR滤波器中的系数值，drate是单位为Gbps的输入串行数据的数据速率。选择合适的f s ，使f s /drate为整数。这样将定义用1个比特表示的系数值。Ncbit给出了相邻系数间的时间差。假设N是频率响应H f (s)中的点数，numfpts=N/2是奈奎斯特范围内的频点数。滤波器传递函数的奈奎斯特频率就是f s /2。然后定义f inmin 到f inmax 的频率范围，这样就可以计算这个范围内的幅度误差了。 对应奈奎斯特的滤波器频率点为： Hz 1 =(k×f s )/(2×numfpts)，k=0～numpts-1 插值运算是通过计算Hz1频率点处的Sdd21幅度完成的。将滤波系数初始化为某个值。使用freqz MATLAB函数计算滤波器的频率响应幅度，然后确定插值后获得的Sdd21幅度数据间的误差。使用MATLAB fminbnd函数可以最大程度地减小和方差，最小化算法有许多实现方式，本文提供的代码只是其中一种。 下一页： 演示FIR滤波器的效果 本文来自《电子技术设计》2015年7月刊，版权所有，谢绝转载。 实验结果 为了演示FIR滤波器的效果，使用一台Keysight 86100D采样示波器和一台Tektronix的BERTScope，生成了速率为10.3125Gbps的图案。BERTScope的输出连接到DS0，波形存储在示波器内存中，如图1所示(洋红色)。然后将BERTScope输出连接到PCB上的传输线；通道的SDD21(dB)的变化如图2所示。将通道的输出连接到DS0(黄线)。通道引起的衰减和散射显著劣化了波形。在示波器的数学功能选项中有一个线性均衡器模块，它的输入是滤波系数。在信号路径中插入该线性均衡器模块，然后输入滤波系数。该模块的输出用绿线表示。FIR滤波器消除了通道的ISI效应，而且恢复的波形相当完美。 图1：BerScope PRBS7输出(洋红色)；PCB走线输出端的信号(黄色)；FIR滤波器输出(绿色)。 图2：PCB走线的Sdd21。 从MATLAB代码获得的FIR系数是： 0.766, -0.115, -0.097, -0.119, -0.090, -0.099,-0.083, -0.033, 0.028, 0.015, 0.042, 0.013, 0.024,-0.008, 0.002, -0.019, 0.000, -0.025, 0.005,-0.014, 0.011, -0.007, 0.021, -0.002, 0.014,-0.009, 0.009, -0.018, 0.003, -0.022。 本文小结 通过消除PCB走线引起的衰减，滤波器极大地提高了信号完整性。这个过程可以用示波器、离线式或硬件实现等方式进行。 BertScope输出和滤波器输出之间存在一些差异，引起这些差异的原因是： ● 第一个用户界面(UI)中存在一些尖峰。这是滤波系数a2、a3和a4的值较大引起的。大多数高频放大是通过这些系数完成的，因此会引起尖峰。通过修改算法可以加以纠正。 ● 应该使用低通滤波(LPF)函数对H1(s)加以频带限制。这将形成频带受限的滤波器，并在整个传递函数上尽量减少误差。这样也有望减小第一个UI中的峰值。本文中的滤波器是通过定义f min 和f max 实现频带受限的，这种方法会引入一定的误差。 ● 在确定滤波器系数时没有包含相位信号，这也会引入一定的误差。 通过在设计算法中采取这些校正措施，可以改进滤波系数的计算。 本文来自《电子技术设计》2015年7月刊，版权所有，谢绝转载。

Pico9300系列的20GHz采样示波器带有TDR测量功能，但是一直以来对这个功能都是一知半解的，在网上搜集了大量资料，这几天有时间抽空学习，记录学习的过程跟大家分享，有不对的地方可以一起交流。欢迎指正。   一、TDR的定义 TDR是（Time Domain Reflectometry）时域反射技术。该技术是产生沿传输线传播的时间阶跃电压，用示波器检测来自阻抗的反射，测量输入电压与反射电压比，从而计算出不连续的阻抗。 简单说：就是相对一个已知的标准阻抗上的反射，测量一个未知的器件的反射。 从定义上看，脉冲源是进行TDR测量的必要条件。Pico9000系列示波器自带的TDR脉冲源分别是100ps，60ps，40ps上升时间。（下图是60ps上升时间）   所以，您只需要购买一台示波器（12GHz或者20GHz），就标配有进行TDR测量的脉冲源，而不需要再另外购买昂贵的脉冲信号发生器，就能进行单端或者差分 TDR测量。   而且，集合了示波器+脉冲信号发生器（差分）+TDR测试，只是一个小小的模块，尺寸是：170 x 255 x 40 mm，重量1.1kg，能完全取代传统的笨重的台式示波器。   二、TDR的工作原理 1、TDR的工作原理示意图：   如上提到的，Pico示波器自带有阶跃信号发生器，跟示波器集成在一个小盒子里面，所以大大节省了空间和价格。     阶跃信号发生器向被测系统产生一个正向（负向）的阶跃信号，该信号沿着传输线向前传输。如果负载阻抗等于传输线的特性阻抗，将没有信号反射，示波器上能看到的只有发送的阶跃信号；假如负载存在失配，将有部分的输入信号被反射，示波器上将出现反射信号和输入信号的叠加。如下图所示：  

在过去从事工程学工作时，我曾经接手一个研究项目——把D型光纤浸在酸液池中数小时，表征它的光传输特性。我发现有一个全新的示波器，于是选择它作为工具。连续两周我都在开发测试夹具和编写软件，由于缺乏经验，我向一位资深工程师寻求帮助。工程师提出第一个问题：“你为什么要使用采样示波器来完成这项实验?”这个问题让我感到意外。我开始思索采样示波器和实时示波器有什么区别?两者的应用范围有哪些不同，哪些是可以覆盖的? 实时示波器通常被称为DSO(数字存储示波器)或MSO(混合信号示波器)。目前在售的大部分示波器都是实时示波器。实时示波器的带宽范围从几MHz到几十GHz，价位在几百美元到几十万美元不等。采样示波器通常被称为DCA(数字通信分析仪)，带宽范围从几十GHz起，主要用于分析高速串行总线、光设备和时钟信号。随着带宽的增加，采样示波器和实时示波器开始在多个应用领域中重合。 实时示波器和采样示波器的数字化之路基本相同。输入信号经过示波器的前端信号调节电路，数字化之后保存到存储器，最后在屏幕上显示。然而，两种示波器的基本技术则大相径庭。 实时示波器 实时示波器包括触发ASIC技术，允许用户指定感兴趣的事件，例如上升电压阈值、建立和保持违规或码型触发。常规采集模式中，当示波器的触发电路观测到这个事件时，示波器将会捕获并保存在触发点附近的连续采样点，并使用已捕获数据更新显示屏。实时示波器可工作在单次捕获模式或连续捕获模式。在单次模式下，示波器根据存储器深度和采样率设置，进行单次采集并显示一组连续样本。在示波器捕获了单条轨迹之后，用户能够平移和缩放到任意感兴趣的事件。在连续运行模式下，示波器连续采集并显示每一个与触发技术指标匹配的条件。可变余辉或无限余辉可使多个已捕获信号覆盖在初始信号上。连续模式允许用户对被测器件进行实时查看。可在单次采集或连续重复采集模式中进行上升时间或脉宽测量、数学函数或FFT分析。大部分带宽低于6GHz的实时示波器包括lMΩ和50MΩ输入，可与多种探头和电缆搭配使用。 实时示波器有三个重要的技术指标定义，即：带宽、采样率和存储器深度。在选择实时示波器时，还需要考虑其它更重要的技术指标。 具有深存储器的示波器具备以下三个明显优势： 1． 深存储器能以特定采样率捕获更长时间的信号。存储器容量用于确定每次采集能够保存多少个样本，并确定捕获时间窗口。单次采集所捕获的样本越多，越有可能观察到罕见事件。 2． 深存储器可使用户在较慢时基上维持较高采样率，以实现更高的精度。例如，使用10Mpts存储器和l0GSa/s采样率，水平轴可以设置为lus/格。如果用户选择10 us/格的时基设置，示波器将会把采样率降低到之前的1/10运行，以便捕获所需的时间窗口。具有100Mpts存储器的示波器可使用户保持较快的10GSa/s采样率，同时捕获10 us时间窗口。 3． 深存储器支持更精确的统计测量和数学运算。通过观察一系列上升沿的时间间隔误差的边沿，FFT和抖动测量均能从深存储器采集中获益。 采样示波器 采样示波器专为捕获、显示与分析重复信号而设计。触发能力同样也是针对重复信号而设置。当满足第一次触发条件时，采样示波器将会捕获一组具有时间间隔的非邻近样本。示波器延迟这个触发点并开始下一组捕获，并将已捕获的点与第一组样本共同放在显示屏中。在无限余辉模式中重复这项操作，可以创建一个波形，不必进行连续采集。触发与延时是其中的技术要素，用于控制触发之间的时间分辨率，以实现高测量精度。由于每次触发仅会捕获和处理几个点，存储器深度不属于关键技术指标。采样率也不是关键技术指标。但是，首个触发条件和下一个触发条件之间的时间间隔精度，这一点才是最重要的。 本文下一页：两者的噪声和信噪比/频率响应/时钟恢复 【分页导航】 第1页： 采样示波器与实时示波器 第2页： 两者的噪声和信噪比/频率响应/时钟恢复 第3页： 何时使用采样示波器或实时示波器 采样示波器与实时示波器 如前所述，实时示波器的带宽现已超过60GHz，而采样示波器的带宽已达90GHz以上。因而对于大部分数字应用，带宽不再是选择适当示波器的便捷之道。但话虽如此，价格仍然是主要差别。全配置的采样示波器(50GHz)的价格低于15万美元，而实时示波器的价格接近40万美元。设计人员必须要确定，实时示波器的出色灵活性是否与高成本相匹配。 噪声和信噪比 采样示波器和实时示波器有很多不同之处。采样示波器具有14位ADC和极宽的动态范围，能够查看从几mV至全量程范围内的信号，无需衰减。因此，采样示波器在不同的V／格垂直轴设置中保持极低噪声。实时示波器的动态范围被限定在8位，但其有效位数约为6位。受限于信噪比，实时示波器必须利用衰减器／放大器以正确地显示几mV到几V的信号。这意味着，实时示波器的噪声要高于采样示波器。采样示波器的低噪声使其成为测量的“最佳标准”。然而，实时示波器不断改进，业已开始缩短两者在信号完整性上的差距。 频率响应 频率响应也是用户在选择实时示波器还是采样示波器时的考虑因素。一般来说，采样示波器不会使用数字信号处理(DSP)校正技术，其频率响应会缓慢下降(硬件响应)，看上去更像是高斯型。实时示波器采用DsP校正自身的频率响应。例如，Agilent DSOX93304Q在整个通带内使用乎坦频率响应，这意味着它的增益变化在整个频率范围内不会超过ldB。实时示波器的频率响应可以改变。一些示波器厂商提供多达5个具备不同特征的响应。在进行同类产品比较时，平坦响应与高斯响应可使两个测量极其不同。例如，高斯滚降会对测量造成影响并添加码间干扰。如果信号速度足够快，超出示波器的带宽，那么滚降速度较快的平坦响应会出现振铃。不论哪种情况，用户必须了解硬件对测量的影像。 时钟恢复的区别 时钟恢复是示波器测量的关键因素。它支持构建实时眼图、模板测试和抖动分离。恢复时钟是用于测量比较的参考时钟。近来，采样示波器完全依赖硬件进行时钟恢复。由此，无论是外部时钟还是采样示波器提供的内部10MHz时钟，恢复系统都容易产生误差。如今这种情形已不复存在。安捷伦采样示波器现可提供基于软件的时钟恢复系统，非常适合进行精确的时钟恢复。实时示波器往往使用软件时钟恢复，也可以用外时钟。软件时钟恢复的优势是不易产生硬件误差，无需考虑数据速率。 除了硬件时钟恢复和软件时钟恢复的区别之外，用户必须关注所使用的时钟恢复算法。采样示波器使用抖动传递函数(JTF)，实时示波器使用0JTF。与JTF相比，0JTF能够减少更多的低频抖动。因此，实时示波器中的抖动明显低于采样示波器。两种示波器使用相同的传递函数，即可重置抖动数目。采样示波器的性能在最近得到了改善，可以更轻松地进行抖动比较。 本文下一页：何时使用采样示波器或实时示波器 【分页导航】 第1页： 采样示波器与实时示波器 第2页： 两者的噪声和信噪比/频率响应/时钟恢复 第3页： 何时使用采样示波器或实时示波器 何时使用采样示波器或实时示波器 过去，采样示波器具有最大带宽和固有抖动，性能远远优于实时示波器。在过去十年里，实时示波器已经极大地缩短了两者的性能差距，向需要进行收发信机测试的用户提供灵活的选择——使用实时示波器还是采样示波器。采样示波器仍然具备较低抖动和极高动态范围，是在可控的环境内进行表征的理想工具。假设您的信号可重复或使用实时眼图进行捕获，采样示波器将会真实地描述信号。 实时示波器拥有出色的灵活性，使它更具吸引力。如果用户正在进行调试，想要触发难以查找的事件，实时示波器是一个不错的选择。实时示波器的用户可从众多一致性测试、协议触发与解码、分析应用软件中选择自己所需。实时示波器还能测量单次捕获的抖动，非常适合分析故障根源。大多数标准使用实时示波器进行发射机测试。这意味着，用户需要借助实时示波器确保设备的“一致性”。 图1采样示波器与实时示波器一样，提供眼图、直方图和抖动测量。凭借高带宽、模块性和低价位，采样示波器要比实时示波器更能适应制造环境 图2 实时示波器现可提供高达63GHz的带宽，先进抖动分析应用淡化了实时示波器和采样示波器在研发阶段的区别 结论 实时示波器对于大部分示波器应用来讲非常适用。实时示波器提供各种带宽范围，能够捕获单次事件和重复信号，已经缩短了与采样示波器在高频测量方面的差距(例如抖动和发射机表征)。如果您的应用包括要求低抖动和高动态范围的重复波形，采样示波器是一个不错的选择。采样示波器还具有较低的初始成本和模块化升级功能，非常适合电子和光生产测试应用。如果是在20GHz以上的频率工作，不确定哪一种示波器合适，建议与同时生产采样示波器和实时示波器的厂商联系。与仅生产实时示波器或采样示波器的厂商相比，他们更能帮助您选择最符合需求的示波器类型。 【分页导航】 第1页： 采样示波器与实时示波器 第2页： 两者的噪声和信噪比/频率响应/时钟恢复 第3页： 何时使用采样示波器或实时示波器

如果，你待考量的系统在100Ｍhz以上，那，我认为它已经在RF环境了。 你需要了解共轭阻抗的意义，即 RS + jXS = RL - jXL 你知道，只有符合这个条件，你的信号源，加载到负载传输的能量为最大。 大家在讨论毕业设计的器件出现的很多问题， 其实都信号的实功率是否有效被传递有关。 满足这个条件可以避免能量从负载反射到信号源， 在视频传输（75欧姆)、RF环境，PCB设计，HFC电信级同轴,或者微波通信领域，更是如此。 当你测量系统的驻波比(vswr)的时候，最好取阻抗平衡。 其实电抗成分所占的比例越大，为了获得最大功率而要求的最佳电压驻波比 也就越大了。 当然，我们以往的远程系统的初级测试，还是看是否有信号场过来就行了。 可是专业条件下，还需要分析线缆的参数，事实上不可能有线缆是均衡材质的， 比如，你在设计一个RF系统，你需要了解天线的特性，并在天线和LNA(低噪声放大器) 之间计算配平阻抗，或者功率提供部分与RFOUT之间也要匹配，特别是混频的时候， 在级联参考之间都需要实测阻抗，总之，你的系统频率越是高，那么寄生性影响越大， 这会出现在你的电感，板层，电容，或者阻性网络之中， 当你的系统，超过25M，那我估计仿真已经不能达到要求了。 你需要计算RF特性，用来彻底优化你的电路结构，并做适当的调谐。 这必然影响了你的研发周期。 品质品质品质，品质因数是国外工艺流程的关键环节啊， 当然，当你考量某个元件的噪声系数，你需要超级可靠的设备， 如果你不想手算入射波的归一化量表，或者你懒得算非对称四端网络特性， 那么你应该使用pico9000系列为你节省时间。 所以如果你使用pico做相关的精密测量。 应该配有阻抗匹配端子。 50Ω转1MΩ端子的地址如下： http://www.hkaco.com/gongye/scope/scope_3200-accessories.asp