tag 标签: 变换器

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    2014-7-6 07:37
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      研究表明配电系统中90%以上的扰动都是由电压降低引起的,常用的低压补偿技术无论是变电站的集中补偿、用户的分散补偿,还是杆上补偿,基本上都是采用成组电容器/电感等能量存储设备,造价都比较高。   本文介绍配电系统中针对重要用户的一种新型电压补偿器,即在用户自耦变压器中加装PWM AC—AC变换器,通过换流技术来驱动AC—AC变换器。当扰动发生使得电压降低时,本装置能提升电压,保持负荷端电压为额定值。在设计中没有使用诸如成组电容器/电感等这些储能元件,造价低且响应速度快。    l 设计方案   图1所示为本设计方案的单相结构图。对电压的补偿是通过迭加电压Vc来实现的,而Vc由PWM AC—AC变换器模块提供。当系统正常运行时,PWM AC—AC变换器的电子开关作为旁路开关,给电压提供一个通路,将电压Vs直接加到负荷上。此时,电压Vc为O。当电源电压Vs出现扰动时,PWM斩波电路以高频闭合,产生适当的电压Vc迭加到电源电压上以维持负荷电压恒定。而当电源侧电压恢复正常时,斩波电路又回到旁路方式。    2 理论分析   根据图1可得如下负荷电压表达式:   其中:Vs为电源电压;Vc为提供的补偿电压。   注意在正常工作状况下Uc等于O,因而Vload=Vs。   出于控制的目的,将要求的负荷电压用恒值Vref表示。正常工作状况下,Vs和Vload均为Vref。   而当电源电压降低时,Vs改变为下值:   其中:n为电压幅值降低的标幺值。图2所示为Vload,Vs,Vc三个电压之间的相量关系。同时,电压Vc是电压VL和斩波电路负载率的函数,即:   其中:Vs为电源电压归算到变压器原边的值;VL=VsN2/N1;D为变换器的负载率;N2/N1为变压器绕组的匝数比。则式(1)可改写为:   由式(4)知,当保持Vload=Vref时,D值可由下式求得:   显然,D值最大取1。因而,本设计所能提供的最大补偿度由如下电压扰动的幅值相对值决定:   由式(6)可知,当匝数比N2/N1为1时,电压补偿度可达50%,这种方式可在实际中采用,因为当匝数比增加到2时,补偿度又增加了16.66%。    3 电路实现   电压补偿控制模块如图3所示,根据系统控制对象的特点,从模块化及数字化的角度出发,选取数字化控制芯片TMS320LF2407,设计基于DSP的PWM实现方式。   PWM AC—AC变换器的拓扑结构如图4所示。变换器输出电压Vc由式(3)给出。图4所示的变换器由4个IGBT(S1a,S1b,S2a,S2b)组成,通过操作开关S1a,S1b,S2a,S2b的开/关方式,可使变换器在正确操作时输出电压Vc与Vs同相。当电网电压正常时,开关S1a,S1b保持闭合,S2a,S2b保持开断,因而变换器输出电压Vc为0,负荷电压VL等于Vs。这种操作方式称为旁路方式,此时电源功率直接传输给用户,自耦变压器处于开路状态(即只吸收励磁电流)。而当电网电压降低时,变换器的开关S1(S1a,S1b)和S2(S2a,S2b)按(5)式所示的负载周期D动作,此时的负荷电压VL就等于Vc+Vs。   IGBT元件是通过合适的门信号方式驱动,这种控制技术可有效地降低开关时的损耗,省去缓冲电路。图4所示的电路可使传统的IGBT模块在变换器中得到广泛应用。图1所示的设计方案(单相)可推广到三相系统(无论有无中性点),如图5所示。通过各个PWM变换器模块,各相可独立控制。    4 结 语   在正常工作状况下,PWM变换器工作在旁路方式,电源功率直接传输给负荷,自耦变压器只吸收励磁电流。而当电压降低时,变换器将电压Vc迭加(补偿)上去,同时通过自耦变压器增加一定的输出功率。所以在本设计中变压器的选择主要取决于暂态过程中功率变化的能力。本装置能很方便地集成到对重要负荷供电的配电变压器中。选用图4所示的变换器,在各种不同的电压降落下来验证三相系统的情况。当一个配电网络电源单相电压或者三相电压均发生了30%的降低,在加了补偿后可维持负荷电压保持恒定。
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    2014-7-6 07:32
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      移相控制的全桥PWM变换器是最常用的中大功率DC/DC变换电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件,使开关管能进行零电压开通和关断,从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声,减少了器件开关过程中产生的电磁干扰,为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条件。然而,传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程,会引起寄生振荡,二极管上存在很高的尖峰电压,需增加阻容吸收回路进行抑制,文献提出了两种带箝位二极管的拓扑,可以很好地抑制寄生振荡。本文采取文献提出的拓扑结构,设计了一台280 W移相全桥软开关DC/DC变换器,该变换器输入电压为194~310 V,输出电压为76V。    1 主电路拓扑及工作过程分析   本设计所采用的主电路拓扑如图1所示。其中VQ1~VQ4为4个开关管,VD1~VD4分别是4个开关管的寄生二极管,C1~C4分别为4个开关管的结电容和外接电容,VQ5和VQ6是2个箝位二极管,Lr是谐振电感,VDR1和VDR5为输出整流二极管,CDR1和CDR2为输出整流二极管的等效并联电容。VQ1和VQ3组成超前桥臂,VQ2和VQ4组成滞后桥臂,每个桥臂的2个开关管互补180°导通,2个桥臂的导通角相差1个相位。即移相角,通过调节该相位就可以调节输出电压。这种拓扑通过增加2个箝位二极管VQ5、VQ6来消除次级整流管反向恢复引起的电压振荡,减小了次级整流管的电压应力,并且箝位二极管VQ5、VQ6,在一个周期里分别只导通一次,减小了二极管VQ5,VQ6的电流损耗,提高了变换器的效率。图2为变换器的工作波形,其中,iLr为Lr上的电流,ip为变压器原边电流,UAB为A、B两点电压差,iD5为VD5的电流,iD6为VD6的电流。   图2中,在一个开关周期中,该变换器有16种开关状态,这里只分析前8种状态。在分析前,先作如下假设:除输出整流二极管外,所有开关管、二极管、电感和电容均为理想器件:变压器的漏感很小,可以忽略不计;LfLr/K2(K是变压器原副边匝比):输出整流二极管等效为一个理想二极管和一只电容的并联。   1)状态1 :在t0时刻以前,VQ1,VQ4和VDRl导通。在t0时刻,VQ1关断,谐振电感上的电流iLr对C1充电,对C2放电,由于有C1和C2,VQ1为零电压关断,VD5和VD6不导通。   2)状态2t1,t2]:t1时刻,C3的电压降为O,VD3自然导通,此时可以零电压开VQ3。CDR2继续放电,iLr和变压器原边电流ip继续下降。   3)状态3 :t2时刻,CDR2完全放电,VDR2导通,2个整流二极管都导通,副边短接,iLr和ip相等,处于自然续流状态。   4)状态4 :t3时刻,关断VQ4,ip给C2放电,给C4充电,iLr和ip相等,一起线性下降,由于有C2和C4,VQ4是零电压关断。   5)状态5 :t4时刻,VD2导通,VD2能够零电压开通。t5时刻,ip由正向过零,且向负方向增加,由于ip不足以提供负载电流,VDR1和VDR2仍然导通,Vin全部加在Lr上,iLr和ip同时线性负增长。   6)状态6 :t6时刻,VDR1关断,VDR2流过全部负载电流。Lr与CDR1谐振,给CDR1充电,iLr和ip继续线性负增长。   7)状态7 :t7时刻,Cdr1电压上升到2Vm,VD6导通,将原边电压箝位在Vin,因此CDR1电压被箝位在2Vin/K,到t8时刻,ip等于iLr,VD6关断。   8)状态8 :在此状态中,原边给负载提供能量,iLr和ip相等。    2 磁性元器件设计   2.1 变压器设计   变压器原副边匝数比为   式中,Vin min为输出电压最小值,V。为输出电压,VD为输出整流二极管压降,Dmax为副边最大占空比,这里取为0.8,因此,匝数比K取为2。   用铁氧体磁芯EE55绕制该变压器,原边用7根线径为0.33 mm的漆包线并绕28匝,副边用11根线径为O.33 mm的漆包线并绕14匝。    2.2 输出滤波电感设计   输出滤波电感应能够存储足够大的能量,能够在次级整流管自然续流时为负载提供连续的电流。当变换器输入为310 V时,续流时间最大,为:   式中,滤波电感上电流的脉动量△iLf=20%Iomax,因此,Lf取为330 μs。   用铁氧体磁芯PQ40绕制该电感,用18根线径为0.33 mm的漆包线并绕3l匝,气隙为0.7 mm。    2.3谐振电感设计   超前臂利用滤波电感和谐振电感的能量很容易实现软开关,而滞后臂只能利用谐振电感的能量来实现软开关,相对超前臂来说,滞后臂只能在较窄的负载范嗣内实现软开关。为了实现滞后臂的软开关,必须满足:   式中,Coss为开关管的寄生和外接电容,为300 pF,I为滞后臂关断时原边电流的大小,而变换器在1/3满载时,   由式(4)式(5)可以得到谐振电感   因此,Lr取为120μH。用铁氧体磁芯PQ40绕制该电感,用7根线径为0.33 mm的漆包线并绕32匝,气隙为2 mm。    3 实验结果   本文设计的变换器的主要参数如下:Vin=194-310 V,Vo=76V,Pomax=280 W,K=2,f=80 kHz,Lr=120μH,Lr=330μH,Co=3000μF,开关管采用12N60,Coss=300 pF。   图3为超前臂的ZVS波形,图4为滞后臂的ZVS波形。输入电压为250 V,VCS为驱动电压,VDS为漏源电压,由图3和图4可以看出变换器的超前臂和滞后臂都可以实现零电压开通。   图5为输出整流二极管VDR1电压波形,VDR1为VDR1两端的端电压,由图5可知,VDR1关断后,经过很小一段时间,箝位二极管VD6开通,将VDR1箝位,没有出现电压振荡,当VD6截止后,出现了很小的电压振荡,电压尖峰值不大于箝位电压,因此次级整流管的的电压应力可以大大减小。    4 结论   本文分析了一种移相全桥软开关变换器的拓扑,在分析的基础上设计了一台280 W的软开关DC/DC变换器,该变换器在变压器原边采用2个箝位二极管。实验证明,该方案在实现开关管零电压开关的同时,能够有效地抑制输出整流二极管反向恢复所带来的电压振荡,减小了次级整流二极管的电压应力。
  • 2013-8-30 22:19
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       引 言   移相全桥ZVS DC-DC变换器是目前应用最广泛的软开关电路之一。作为一种具有优良性能的移相全桥变换器,其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行,开关损耗小,结构简单,顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势,因此在中大功率DC-DC变换场合得到了广泛应用,而系统数字化控制可进一步提高系统的可靠性。数字化系统具备完整的可编程能力,它使程序修改、算法升级、功能移植都非常容易,相对于模拟控制方式具有明显的优势。DC-DC变换器的数字化控制是当前的研究热点之一。本文分析了主电路原理,采用TMS320LF2407作为主控芯片实现了ZVS DC-DC变换器的全数字控制,并给出了实验结果。    1 主电路拓扑及工作原理   ZVS PWM DC-DC全桥变换器的主电路结构如图1所示,其主要波形如图2所示。由图1可见,电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂;C1~C4分别是Q1~Q4的谐振电容,包括寄生电容和外接电容;Lr是谐振电感,包括变压器的漏感;T副方和DR1、DR2组成全波整流电路,Lf、Cf组成输出滤波器,R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角),通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见,在一个开关周期中,移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态,通过控制4个开关管Q1~Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压;经过高频变压器的隔离变压后,在变压器副方得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压,然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥,得到幅值为Vin/K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压,其电压值为Uo=DVin/K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12- t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。   由波形图可见,移相全桥电路控制方式的特点是:   ①在一个开关周期Ts内,每个开关导通时间都略小于Ts/2,而关断时间略大于Ts/2。   ②同一个半桥中,上、下两个开关不能同时处于开通状态,每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。   ③比较互为对角的两对开关管Q1、Q4和Q2、Q3的开关函数波形,Q1的波形比Q4的波形超前O~Ton/2时间,Q2的波形比Q3的波形超前0~Ton/2时间,因此Q1和Q2为超前桥臂,Q3和Q4为滞后桥臂。    2 控制芯片TMS320LF2407A   TMS320LF2407A是TI公司设计的一种数字信号处理器,具有接口方便、编程简单、稳定性好、精度高、方便以及可重复性等优点。TMS320LF2407A部分功能如下:   ①工作电压3.3 V,有4种低功耗工作方式。电路设计时需考虑电平转换,不要超过DSP的工作电压。   ②单指令周期最短为25 ns(40 MHz),最高运算速度可达40MIPS,四级指令执行流水线。低功耗,有利于电池供电的场合;而高速度非常适用于电动机的实时控制。   ③拥有2个专用于电动机控制的事件管理器(EV),每一个都包含:2个16位通用定时器,8个16位脉宽调制(PWM)输出通道,1个能够快速封锁输出的外部引脚/PDPINTx(其状态可从COMCONx寄存器获得),可防止上下桥臂直通的可编程死区功能,3个捕捉单元,1个增量式光电位置编码器接口。   ④16通道10位A/D转换器,具有可编程自动排序功能,4个启动A/D转换的触发源,最快A/D转换时间为375 ns。   ⑤控制器局域网(CAN)2.0B模块。   ⑥串行接口SPI和SCI模块。   ⑦基于锁相环的时钟发生器(PLL)。   ⑧41个通用I/O引脚。   ⑨32位累加器和32位中央算术逻辑单元(CALU);16位×16位并行乘法器,可实现单指令周期的乘法运算;5个外部中断。   ⑩1149.1-1990 IEEE标准的JTAG仿真接口。   ⑾很宽的工作温度范围,普通级为-40~85℃,特殊级为-40~125℃。    3 系统的数字实现   图3为变换器硬件结构框图。由图可见,系统采用闭环控制方式,将变换器两侧的电压、电流经霍尔检测电路检测并转换成相应的电压信号进行滤波,所得的反馈信号一方面送入DSP片内进行A/D转换后进行闭环控制运算,同时送到故障保护电路。本系统电压环采用PI调节器。数字PI调节器根据给定值和反馈信号值进行偏差调节,其输出结果决定了超前、滞后臂之间PWM驱动波形移相角的大小,从而使控制量跟踪给定量;DSP发出的驱动信号经电平转换电路进行电平转换后,送到驱动芯片M57962L形成最终的IGBT驱动信号。故障保护电路则对电流、电压反馈信号进行判断、处理,在故障发生时给出故障信号并从软件上置 PWM为无效方式,硬件上立即封锁IGBT驱动,对系统进行保护。数码管显示电路由带SPI接口的MAX7219和多位数码管组成。MAX7219适合标准的SPI通信方式,同时还具有译码、驱动及数据锁存功能。每片MAX7219能以扫描方式对4位数码管进行智能化管理,大大降低了微处理器用于实时显示的时间。    3.1 基于DSP的直接移相脉冲生成方法   移相是滞后臂驱动相对于超前臂驱动之间的一个周期性延时,其延时角即为移相角。设PWM1/PWM2驱动超前臂开关管,PWM3/PWM4驱动滞后臂开关管,每个桥臂上下两管之间的驱动互补且带死区。在实现中可以固定超前臂的驱动在每一周期的T0时刻发出,那么只要延迟移相角φ对应的时间再发生全比较事件则可以得到滞后臂的驱动,可以实现O°~180°范围内的自由移相。由图4可见,定时器T1的计数方式为连续增减模式,在计数器T1CNT=0和 T1CNT=T1PR时分别更新CMPR1和CMPR2的值,这一过程可以分别在T1的下溢中断和周期中断中完成。设移相角φ对应的延迟时间为Td,显然在0~T/2、T/2~T时间段内,CMPR1、CMPR2值的关系可分别表示如下:   Kp2,其程序流程如图6所示。    4 实验结果   根据前述方案搭建了实验系统,实验中采用三菱公司的智能功率模块(IPM)PM200DSA120作为逆变器的主开关器件。它抗干扰能力强、开关速度较快,功耗较低,具有驱动电源欠压保护、桥臂对管互锁保护、过流保护以及过热保护等功能。开关频率为fs=10 kHz,开通时间为ton。=1.4μs,关断时间为toff=2.Oμs。实验波形如图7至图9所示。图7为PWM1、PWM2的互补波形,由图可知,它们之间存在死区,该死区是可编程的,可根据实际情况来确定。图8为PWM1、PWM3之间的移相15°的波形,该移相角可通过程序来控制,根据给定及负载的大小进行自动调节。图9为T1管的驱动波形,正电压大约为15 V,负电压大约为9 V。    5 结 论   本文研究的是移相全桥全数字ZVS DC/DC变换器,具体分析了它的工作原理,给出了其数字实现方案,并进行了实验。实验结果说明了方案的可行性。基于DSP的移相全桥全数字ZVS DC/DC变换器结构简单,工作可靠,易于实现,调试方便,功能完善,动静态性能与模拟变换器一样好,有很好的应用前景。
  • 2013-8-30 22:19
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       1、引言   传统的PWM DC/DC 移相全桥零电压软开关(ZVS)变换器利用变压器的漏感或/和原边串联电感和开关管的外接或/和寄生电容之间的谐振来实现零电压软开关,由于超前桥臂和滞后桥臂实现零电压软开关ZVS的条件不尽相同,导致了滞后桥臂实现零电压软开关ZVS的难度比超前桥臂要大得多;输出整流二极管换流时关断的二极管反向恢复会引起次级较大的电压尖峰;并且还存在较为严重的副边占空比丢失的情况。为了解决这些问题,以下提出了一种改进型的电路拓扑结构。    2、改进型移相全桥ZVS DC-DC变换器主电路   改进型移相全桥ZVS DC-DC变换器主电路结构和各点波形对照如下图2-1(a)和(b)所示:   容易看出改进型的电路拓扑与基本型电路的主要差别在于副边整流电路,该整流电路被称为倍流整流器(Current-Doubler Rectifier,CDR),是目前应用的热点之一。下面首先介绍一下该整流电路。与全波整流相比,倍流整流器的高频变压器副边绕组仅需一个单一绕组,不用中心抽头。与桥式整流相比,倍流整流器使用的二极管数量少一半。所以说,倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流器。当然,倍流整流器要多使用一个输出小滤波电感。但此电感的工作频率及输送电流均比全波整流器的要小一半,因此可做得较小,另外双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。   以下我们来研究一下改变整流电路后变换器主电路的工作状况有什么不同。   由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程,所以以下仅仅分析半个周期的情况,而这半个周期又可分为以下三种开关模态(对照上图2-1所示)。    (1). 开关模态 1: t0 t t1 其中t1=DTs/2   此时Q1和Q4同时导通,变压器副边电感L1和整流管DS2 导通, 原边能量向负载端传递。此模态的等效电路如下图2-2:   其中,a为变压器变比,Vin是直流母线电压,I1和I2分别是电感L1和 L2电流(L1=L2=Ls),此时有如下等式成立:   当Q4关断时该模态过程结束。    (2).开关模态 2 : t1 t t2 其中t2≤Ts/2   在t1时刻关断Q4 ,此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电同时将Q3两端电容电荷放掉。为了实现软开关,Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1, 使得在Q3开通前D3首先导通,且有等式:   成立。其中Ceff 是开关管漏源两端等效电容,Ip1为 t1时刻变压器原边流过电流。当D3导通后,变压器副边两个二极管DS1 和DS2同时导通,电路工作在续流状态。此时等效电路如下图2-3所示:   此时有如下电路方程成立:   其中D为脉冲占空比,fS为电路工作频率,L'ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值),rt是变压器原边等效电阻,τ是原边等效电流衰减时间常数,Vfp是反并联二极管导通压降。    (3). 开关模态3: t2 t t3 其中t3=Ts/2   处于该模态时,电路原边导通情况与以上的模态2一致。此时由于换流过程结束,DS2关断。所以等效电路如下图2-4所示:   此时有电路方程如下:   注意这时I1,I2与模态2相同,但是DS1中将流过全部的负载电流。当Q1关断时该模态结束。此时副边电感L2中储存的能量同时给开关管Q1和Q2 漏源端电容充电和放电。   Q1关断后,D2 和D3将导通,这时候就可以给Q2和Q3以开通触发信号了,当电流反向后,Q2,Q3导通,能量再次从原边传递到副边,于是Q2,Q3都是零电压开通。   由于对称性,剩下的半个周期的工作状况与以上完全相同。   由此可以得到负载端输出电压:   注意它与一般的全波整流电路之间的1/2倍的关系。   由工作原理可以得到如下结论:   (1). 超前臂开关管和滞后臂开关管的ZVS都利用了次级输出滤波电感的能量来实现,因此串联在原边的电感值可以大大减小(甚至可以不需要串联电感,只用变压器的原边漏感)。   (2). 软开关实现时能量由副边电感和原边电感共同提供,因此可以在较宽的负载范围内实现ZVS。   (3). 超前臂开关管和滞后臂开关管实现软开关ZVS的条件没有基本型电路苛刻,并且由于副边电感的影响,它们之间的软开关实现条件的差异较之基本型电路大大减小。    3、变换器控制电路设计   该控制系统通过采集原边母线电流、副边侧输出电压来构成两个控制闭环:电流内环和电压外环,原理框图如下图3-1所示。UCC3895是美国TI公司生产 的一种高性能电流/电压移相PWM控制器。它是UC3875(79)的改进型;它最适合于移相全桥电路,同时配合零电压开关工作以实现在高频时的局部软开关性能。它除了具有UC3875(79)的功能外,最大的改进是增加了自适应死区设置,以适应负载变化时不同的准谐振软开关要求。同时由于它采用了BCDMOS工艺,使得它的功耗更小,工作频率更高。   从原理框图可以清楚的看出:原边母线电流通过电流互感器隔离采集得到,该信号再通过滤波以及斜坡补偿电路后得到电流控制信号;而输出电压信号经过TL431调节后经过光耦隔离,再与设定电压参考值比较得到电压控制信号。电流和电压控制信号输入移相PWM控制器UCC3895后经由芯片内部比较器以及脉冲产生电路得到四路PWM控制信号,但是有一点必须注意,那就是UCC3895的驱动能力很弱,所以必须将这些控制信号加以功率放大并隔离,然后才能驱动主电路的两个桥臂中的开关管。其中,采用母线电流的好处是它能反映同一桥臂上下开关管的贯通情况,从而为开关管的保护电路提供一定的依据。另外,该方案成功与否的关键就是斜坡补偿电路以及隔离驱动电路    4、实用电路分析   图4-1所示为实际采用的主电路图,其中滤波和EMI部分主要简单考虑了串模和共模干扰的处理。整流桥最大流过电流10A,并加一保险丝防止大的事故出现。R1和R2组成直流母线电压检测分压器,得到的电压信号经过控制和逻辑电路后,一路直接给母线软起动电路的固体继电器SSR,另外一路给控制芯片的软起动控制电路SS(Soft Start)部分来控制UCC3895的软起动,并且这两路软起动之间的延迟时间是可通过电路参数调节的。C5和C6都是电解电容,其值2200uF。CS是母线电流互感器,通过检测母线电流信号,再与芯片内部振荡器输出的Ct端电压信号通过一定比例的叠加,可以得到斜坡补偿的电流信号;同时该电流检测电路还能起到逐个脉冲(Pulse by Pulse)的过流保护功能,并可以防止同一桥臂上下管同时导通。Ch是高频无感电容,大小为0.033uF, 由于电路的工作频率较高,所以在电路的设计中将它尽可能的靠近电流互感器和地连接。Q1-Q4 为主开关管,图中其并联二极管是其内部等效表示,电容可以是外接电容。Ls是谐振电感,其值10uH,Tr是主变压器,变比为1:1, DS1,DS2, Lf1, Lf2组成倍流整流器的副边。C7, C8是电解电容,它们的大小皆为2200uF, C9为高频无感电容大小为1uF 。   250V直流电压输入时(其中负载电阻为10.7Ω,电路工作频率均为100KHz。):软开捅时开关管G、E两端电压(波形1)和C、E两端电压(波形2)波形   由以上两图(a)和(b)可以看出:在开关管C、E两端电压降为零(反并联二极管在此之前导通)之后100-200ns栅极驱动电压才上升到栅平台值(6V左右),此时开关管才开始导通,所以它们是零电压开通的。同时注意:超前桥臂和滞后桥臂的软开通有一定差别,具体说来就是超前臂比较容易实现软开通一些,所以在相同条件下它的软开通效果较为明显。    5、结语   该电路设计方案是切实可行的,它结合了电流模式控制、移相PWM控制、倍流整流器电路、最新驱动芯片以及专门设计的开关器件的一些优点:   (1). 从实验波形来看,变换器的超前与滞后桥臂开关器件均能很好的实现零电压软开关,并且零电压软开关的实现条件以及两个桥臂软开关的差异也比基本型电路小。除此之外,采用倍流整流器电路后,变换器的设计也更加简单化:比如主变压器的副边只需要单一绕组,而不是像全波整流那样需要引入中心抽头;而且副边电感量的大幅减小也使得电感的设计更加方便。   (2). 采用电流模式控制能带来一系列的好处。比如在防止变压器磁芯饱和方面、能够很简单的提供逐脉冲限流控制以及保证倍流整流器副边电感电流的平衡方面,它都有着电压模式控制无法比拟的优点。   (3). 高速大电流驱动芯片使得驱动电路的设计更加简单可靠。
  • 2013-8-30 22:17
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      上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式,使得软开关的范围受到限制,且其设计复杂,不利于输出滤波器的优化设计。因此,在上世纪80年代初,文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想,开关频率固定,仅调节开关之间的相角,就可以实现稳压,这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑,在分析了电路原理和各工作模态的基础上,设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。     1 电路原理和各工作模态分析   1.1 电路原理   图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3,4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l,2,3,4)为相应的体二极管和输出结电容,功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件,使4个开关管依次在零电压下导通,实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂,S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路,S1和S3,S2和S4之间人为地加入了死区时间△t,它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4,S2和S3之间的驱动信号存在移相角α,通过调节α角的大小,可调节输出电压的大小,实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。    图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析,分析时时假设:    (1)所有功率开关管均为理想,忽视正向压降电压和开关时时间;   (2)4个开关管的输出结电容相等,即Ci=Cs,i=1,2,3,4,Cs为常数;   (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻;   (4)滤波电感足够大。    1.2 各工作模态分析   (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前,Sl和S4已导通,在(t0一t1)内维持S1和S4导通,S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin,功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中,软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。   (2)(t1一t1′):超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平,S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电,与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振,在谐振结束前(t2之前),使前臂中心电压快速降低到一0.7V,使D3立即导通,为S3的零电压导通作好准备。   (3)(t1′一t3):原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通,由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路,虽然两臂中点电压为零,但原边电流仍按原方向继续流动,逐步衰减。   (4)(t3-t4):S4关断后滞后臂谐振过程,t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平,S4由导通变为截止,原边电流失去主要通道。C4和C2开始充放电,与谐振电感Lr串联谐振。D2导通续流,为S2的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。   (5)(t4一t5):电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流,下冲的电流经D2返回到电源EC,补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。   (6)(t5一t6):原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通,形成新的电流回路,开始新的功率输出过程。但副边两整流二极管正是同时导通和急剧变换的过程,副边电压被箝位在低电平,出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。   各时段工作模态等放电路如图3所示,图3中未画出变压器副边电路。     2 关键参数设计   2.1 死区时间设计   该变换器一个周期内有两个关键的死区时间,这两个死区时间的设计会影响到主开关管的电压应力限制和ZVS的实现。为了保证每个主开关管上电压应力为输入电压的一半,S1要比S3提早关断tdeadF1,S4要比S2提早关断tdead2。如果4个开关管的输出结电容COSS1~COSS4是一样的,从理论上讲只要tdead0就可以了。但实际上4个开关管的输出结电容不可能完全一致,同时为了保证可靠,此区时间的设置应该满足如下的条件:S1上的电压到达Vin/2,也就是D1已经导通;同样,S4上的电压到达Vin/2,也就是D4已经导通,虽然4个开关管的输出结电容会有差异,但是在用上述方法设计时,可以把COSS1~COSS4看作是器件手册里给定的参数。假定都是COSS,要满足上述条件,死区时间的设计应满足如下不等式。     S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时间段对S3的结电容充电,同时埘S2和S4的结电容放电来实现的。实际上,死区时间不可能设计得很大。在原边电流上冲过零点之前,结束tdead2让S4开通,以实现主动功率丌关管的零电压开通。若tdead2太长,原边电流过零反向流动之后,将难以实现零电压开通。因此滞后臂的ZVS条件可表示为    由此可见,根据上面的设计方法,两个死区时间的设计表达式是相同的。    由于   式中:n为变压器的变比;Lm为变压器初级电感量;fs为开关频率。   将式(3)代入式(1)和式(2),可以得到两个死区时间的统一设计式    2.2 谐振参数的设计   谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环,该谐振参数的设汁可以按下面推荐的方法来设计。   首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n,其计算公式如下。    式中:VOmin为输出直流电压:VD为输出整流二极管的通态压降;VIf为输出滤波电感上的直流压降;Dsecmax为副边占空比。   根据期望的谐振电容的最大应力VCmax,来设计谐振电容的大小,其计算公式如下。    式中:Tmax为最大开关周期。   再根据LC振荡频率fs来设计谐振电感Ls的大小,其计算公式如下。    Ls的选择也涉及到很多问题,取大些可有效地抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡,降低开关损耗;但过大义延长了占空比丢失时间,使整机的效率明显降低。如取小些,负载电流最大时仍能控制移相稳定,提高电源效率,但过小,虽然占空比丢失最小,但增大开关损耗,加剧了开关管的温升,降低了电源的可靠性。     3 实验结果   根据以上方法设计和制作了200W移相全桥谐振ZVS变换器实验样机,其主要参数如下:   输入直流电压Vin为280~550V;   输出直流电压Vo为24V;   输出电流Io为O"8.33A;   开关频率fs为200kHz;   4个主开关管为IRFPG40;   驱动控制芯片为UC3875;   MOSFET驱动芯片采用了MIC4420;   输出整流二极管为MUR3020;   输出滤波电感Lf为19.8μH;   输出滤波电容Cf为1800μF;   谐振电感Lr为28μH。   图4示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。     4 结语   本文在移相全桥ZVS电路拓扑基础之上,根据等效电路模捌,分析了谐振电路在各时序工作模态下的电路原理。变换器的两个死区时间也合理设计来保证开关管的开关应力,同时满足各个开关管的ZVS实现条件。谐振参数的设计可以按推荐的方法次序来设计。   发展谐振技术可以提高开关频率、降低开关损耗、减少开关装置的体积和重量。因此更通用的谐振变换拓扑结构、谐振元件的集成化、谐振拄制技术将是今后发展的主要方向。
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    资料->【B】电子技术->【B4】电子专题->【0】电源技术->【开关电源】->开关变换器的建模与控制318页20.6M书签版.pdf……
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    上传者: 微风DS
    该控制策略将变换器分成Buck单元和Boost单元,此两单元分别采用后沿调制和前沿调制,并且在Buck-Boost工作模式时,开关频率由Buck以及Boost模式的200 kHz降到40 kHz,以提高变换器的效率。实验室制作了一台48 V(33~75 V)输入48 V/6.25 A的样机,对所提出的控制策略进行验证。试验结果表明所得结论正确
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