标签: 无线上网卡

  美国研诺逻辑科技有限公司 现场应用工程师 周敏捷   随着移动上网需求的不断增加和 3G 无线网络时代的来临 , 越来越多的最终用户开始选择基于无线手机网络的数据接入业务 , 这些业务主要是通过 GPRS, CDMA 以及即将启用的 WCDMA, TD-SCDMA 及 EVDO 等 3G 通信标准接入互联网络。无线网卡是用户通过 PC 登入无线网络的基本设备，而目前大部分 PC 设备都需要通过添置外置无线网卡的形式接入移动无线网络。基于 USB 接口总线的无线网卡无疑是目前最为流行的无线网卡类型，这主要得益于 USB 接口的高灵活性和可靠性。 USB 接口不仅可以为无线网卡设备提供高速可靠的数据链路，同时又可以为网卡提供可靠的电源支持。 目前市场上已经出现了为数众多的无线网卡产品，其架构主要由电源模块，基带处理模块和射频发射模块组成，如图 1 所示。 1   其中 RF MODULE 和 BASEBAND MODULE 的体系架构与普通手机所采用的架构基本一致，而无线网卡的 Power supply 部分则因 USB 电源接口的特点有别于普通手机的设计。根据 USB2.0 协议规范 , 每个 USB 设备的最大电流负荷不得超过 500mA, 而无线模块中的 RF Module 在发射数据时所需的输入电流往往远超过这个限制 , 以 GSM 标准的网络为例，其无线发射模块在和基站通信时的峰值吸入电流可以超过 1.6A ！ 如此的大电流需求与有限的 USB 端输出能力间的矛盾也就为无线网卡的供电模块设计提出了挑战 , 使得供电模块的设计成为了无线网卡整体设计方案的难点所在。 业内较为典型的无线网卡电源模块方案是通过一个降压型电压转换器 (Buck Converter) 将 USB 提供的 5V 电压转换成基带和射频模块可以正常工作的电压 ( 通常是 3.6~3.8V), 然后在 Buck Converter 的后端放置一个容量非常大的电容（可以是超级电容），用以在 Rf 模块工作的间隙储存电能，再当 Rf 模块工作时，通过大电容和 Buck Converter 的共同输出，满足射频模块工作时的大负载要求，同时在 Buck Converter 的输入端设置一个限流电路，以保证从 USB 端口的吸入电流限制在协议规范的范围之内。其大致结构如图 2 所示   图 2 USB 无线网卡供电方案     如果以 GSM 网络的无线网卡为例 , 射频模块的发射模式为每秒 217 次，每次发射持续时间为 577us ， 该工作模式可以看作是一个频率为 217hz ，宽度为 577us 的脉冲负载 。此时 , 蓄电电容必须足够地大 , 以实现在 1.6A 的脉冲电流持续 577us 之后 , 电容的电压从 3.8V 下跌幅度小于 0.2V （即高于 3.6V 的模块的最小工作电压） . 由于限流开关的作用 , 从 USB 端口输出的电流只能被限制在平均 500mA 以内 , 相应的超出部分就必须由大电容放电来提供 , 根据电容的蓄电公式Q=UC , 则Q的变化量=I乘以t的变化量=U的变化量乘以电容C , 其中 t 是脉冲持续的时间 , I 为脉冲的平均电流 , U 则是电容端的电压变化量 , C 为电容的容值 . 可见 , 当瞬时电流较大时 , 要保持 U 在一个较小范围内变化 , 就需要一个相当大的 C 去维持 , 这也就使得蓄电电容的选择成为了该设计中比较关键的一点 . 在实际设计中 , 这个蓄电电容通常采用一些特制的大电容 ( 如容值 2200uF 以上 ), 这些电容不仅体积极为庞大 , 需要占去较大的板面空间 , 同时价格也是异常高昂 , 例如一个 2200uF 的大电容售价可能超过 2 美元 . 这就意味着电容的价格将直接影响该设计电源模块的主要成本。   图 4 传统方案的最大成本在于电容的高昂价格         可见 , 如果针对无线网卡模块的供电要求和特点 , 改进一下供电的结构 , 设法降低所需的储能电容的容值 , 就可以从总体上大大地降低供电电路的成本 , 使得方案更具有成本优势 . 下文将以美国研诺逻辑科技有限公司的推出的高效率高速响应降压转换器 AAT1145 和限流保护开关 AAT4610A 为例 , 介绍一种能够有效降低储能电容容值的改进型电路结构 . 在前文所述方案中，由于模块可正常工作的电压变化范围有限（只有约 0.2V-0.3V ），因此只有通过非常大的电容来存储足够的电量 , 才能保证大电流工作下电容上的压降被限制在允许的范围之内 . 而如果我们改变现有电容所处的位置 , 将其切换至 DCDC 的前端 , 因 AAT1145 本身就具有很好地稳定输出电压的能力 , 只要前端输入的电压高于输出电压 , 其输出电压就能很好地被稳定在设定的值上 , 那么储能电容允许的变化范围将由原先的 0.2V 左右提高到 1V 以上 , 这样就使得储能电容电压的允许变化范围大大地扩大，在释放同样电量的情况下就可以允许小得多的电容值。同时由于 AAT1145 所具有的高速瞬态响应能力，保证了输出电压在负载发生突然增大的情况下依然保持着快速平稳的响应，并且其最大持续输出电流可以达到 1.5A ，足以在输入端电压波动的同时保证可靠的电压输出，为后端基带模块和射频模块的稳定工作提供可靠的电源供应。整体方案的结构原理如图 5 所示     图 5   改进结构后将储能电容置于 DCDC 之前 从以上方框图中可以看出，研诺的改进方案是先将限流保护电路的输出电流为储能电流充电，再由储能电容输出电流向 DCDC 提供大负载所需的额外电流。当负载瞬间变大时， DCDC 所吸入的电流一部分来源于限流保护电路的输出电流，而超过限流值部分的电流则由储能电容提供。由于电容位置被设置在了 DCDC 的输入端，同时由于 USB 接口电压（ 5V ）与模块工作的最低电压（通常为 3.6V ）之间拥有较大的差值空间，这就使得电容电压的可变范围至少可以达到 1V 以上，较之传统方案中 0.2 － 0.3V 的电容电压变化范围，提高了五倍左右！如果从能量的角度看 , 因为电容所储存的能量是 , 那么在释放同等能量的情况下 , 电容端允许变化的电压越大 , 所需要的电容值就越小 , 正是由于这个原理，在电容储能要求不变的情况下，电容所需的容值就可以大大降低，容值的降低就意味着电容器的价格和 PCB 版图空间的要求就可以降低，从而极为有效地为生产厂商节省物料的价格成本。 以下实验模拟了 GSM 射频模块的工作情况，用以测试分别使用传统方案和改进方案的电压和电流波形，其中图 6A 为使用改进方案时将 1400uF 电容置于 AAT1145 之前测得的波形（如上文图 5 所示），图 6B 为传统分立方案将 2310uF （ 7 个 330uF 并联）放在 DCDC 的输出端测得的波形（如上文图 4 所示）。图中 CH1 为储能电容上的电压波形， CH2 为输入端测得的电流， CH3 为电源模块的输出电压， CH4 为射频负载的吸入电流，测试时模块输入电压为 5V ， AAT1145 的输出电压设定值为 3.8V ，限流保护值设为 500mA 左右，负载为频率为 217Hz ， 1.5A 的脉冲电流。   图 6A 在改进电路方案中使用 1400uF 电容前置测得的波形图      6B 用传统方案使用 2310uF (7 个 330uF) 电容后置   图 通过两个测试结果的对比，可以比较清楚地看出在相同的脉冲条件下 , 前者由于使用了电容前置的改进方案 , 即使所使用的电容值远小于传统方案结构中的储能电容值，其输出电压的稳定性仍然胜过传统方案的输出电压，这足以证明电容前置方案相对传统方案在输出性能和电容成本上的有效改进。 由于 AAT1145 具有极高的瞬态响应和足够的电流输出能力 , 这使得当负载突然变大时可以在极短的时间内 ( 小于 20 微秒 ) 稳定住输出电压 , 因此 , 置于 DCDC 之后的电容只需一颗能够实现输出电压去耦的电容即可 , 其容值可以低于 100uF. 目前研诺的这两颗针对无线网卡电源模块方案的芯片售价极具市场竞争优势，其性价比已获得诸多大型无线网卡生产商的认同。