标签: 损耗

MOSFET 的工作损耗基本可分为如下几部分： 1、导通损耗Pon 导通损耗,指在 MOSFET 完全开启后负载电流（即漏源电流） IDS(on)(t) 在导通电阻 RDS(on) 上产生之压降造成的损耗。 导通损耗计算： 先通过计算得到 IDS(on)(t) 函数表达式并算出其有效值 IDS(on)rms ，再通过如下电阻损耗计算式计算： Pon=IDS(on)rms2 × RDS(on) × K × Don 说明： 计算 IDS(on)rms 时使用的时期仅是导通时间 Ton ，而不是整个工作周期 Ts ；RDS(on)会随 IDS(on)(t) 值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的 RDS(on) 值（即乘以规格书提供的一个温度系数 K ）。 2、截止损耗Poff 截止损耗，指在 MOSFET 完全截止后在漏源电压 VDS(off) 应力下产生的漏电流 IDSS 造成的损耗。 截止损耗计算： 先通过计算得到 MOSFET 截止时所承受的漏源电压 VDS(off) ，在查找器件规格书提供之 IDSS ，再通过如下公式计算： Poff=VDS(off) × IDSS ×（ 1-Don ） 说明： IDSS 会依 VDS(off) 变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似 V(BR)DSS 条件下的参数。如计算得到的漏源电压 VDS(off) 很大以至接近 V(BR)DSS 则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。 3、开启过程损耗 开启过程损耗，指在 MOSFET 开启过程中逐渐下降的漏源电压 VDS(off_on)(t) 与逐渐上升的负载电流（即漏源电流） IDS(off_on)(t) 交叉重叠部分造成的损耗。 开启过程损耗计算： 开启过程 VDS(off_on)(t) 与 IDS(off_on)(t) 交叉波形如上图所示。首先须计算或预计得到开启时刻前之 VDS(off_end) 、开启完成后的 IDS(on_beginning) 即图示之 Ip1 ，以及 VDS(off_on)(t) 与 IDS(off_on)(t) 重叠时间 Tx 。然后再通过如下公式计算： Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(off_on)(t) × ID(off_on)(t) × dt 实际计算中主要有两种假设 — 图 (A) 那种假设认为 VDS(off_on)(t) 的开始下降与 ID(off_on)(t) 的逐渐上升同时发生；图 (B) 那种假设认为 VDS(off_on)(t) 的下降是从 ID(off_on)(t) 上升到最大值后才开始。图 (C) 是 FLYBACK 架构路中一 MOSFET 实际测试到的波形，其更接近于 (A) 类假设。针对这两种假设延伸出两种计算公式： (A) 类假设 Poff_on=1/6 × VDS(off_end) × Ip1 × tr × fs (B) 类假设 Poff_on=1/2 × VDS(off_end) × Ip1 × (td(on)+tr) × fs (B) 类假设可作为最恶劣模式的计算值。 说明： Ip1 （电源使用中 Ip1 参数往往是激磁电流的 初始值）。叠加的电流波峰确切数值我们难以预计得到，其 跟电路架构和器件参数有关。例如 FLYBACK 中 实际电流应是 Itotal=Idp1+Ia+Ib (Ia 为次级端整流二极管的反向恢 复电流感应回初极的电流值 -- 即乘以匝比， Ib 为变压器 初级侧绕组层间寄生电容在 MOSFET 开关开通瞬间释放的 电流 ) 。这个难以预计的数值也是造成此部分计算误差的 主要原因之一。 4、关断过程损耗 关断过程损耗。指在 MOSFET 关断过程中 逐渐上升的漏源电压 VDS(on_off) (t) 与逐渐 下降的漏源电流 IDS(on_off)(t) 的交叉重 叠部分造成的损耗。 关断过程损耗计算： 如上图所示，此部分损耗计算原理及方法跟 Poff_on 类似。首先须计算或预计得到关断完成后之漏源电压 VDS(off_beginning) 、关断时刻前的负载电流 IDS(on_end) 即图示之 Ip2 以及 VDS(on_off) (t) 与 IDS(on_off)(t) 重叠时间 Tx 。 然后再通过 如下公式计算： Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(on_off) (t) × IDS(on_off)(t) × dt 实际计算中，针对这两种假设延伸出两个计算公式： (A) 类假设 Poff_on=1/6 × VDS(off_beginning) × Ip2 × tf × fs (B) 类假设 Poff_on=1/2 × VDS(off_beginning) × Ip2 × (td(off)+tf) × fs (B) 类假设可作为最恶劣模式的计算值。 说明： IDS(on_end) =Ip2 ，电源使用中这一参数往往是激磁电流 的末端值。因漏感等因素， MOSFET 在关断完成后之 VDS(off_beginning) 往往都有一个很大的电压尖峰 Vspike 叠加其 上，此值可大致按经验估算。 5、驱动损耗Pgs 驱动损耗，指栅极接受驱动电源进行驱动造成之损耗 驱动损耗的计算： 确定驱动电源电压 Vgs 后，可通过如下公式进行计算： Pgs= Vgs × Qg × fs 说明： Qg 为总驱动电量，可通过器件规格书查找得到。 6、Coss电容的泄放损耗Pds Coss电容的泄放损耗,指MOS输出电容 Coss 截止期间储蓄的电场能于导同期间在漏源极上的泄放损耗。 Coss电容的泄放损耗计算： 首先须计算或预计得到开启时刻前之 VDS ，再通过如下公式进行计算： Pds=1/2 × VDS(off_end)2 × Coss × fs 说明： Coss 为 MOSFET 输出电容，一般可等于 Cds ，此值可通过器件规格书查找得到。 7、体内寄生二极管正向导通损耗Pd_f 体内寄生二极管正向导通损耗,指MOS体内寄生二极管在承载正向电流时因正向压降造成的损耗。 体内寄生二极管正向导通损耗计算： 在一些利用体内寄生二极管进行载流的应用中（例如同步整流），需要对此部分之损耗进行计算。公式如下： Pd_f = IF × VDF × tx × fs 其中：IF 为二极管承载的电流量， VDF 为二极管正向导通压降， tx 为一周期内二极管承载电流的时间。 说明： 会因器件结温及承载的电流大小不同而不同。可根据实际应用环境在其规格书上查找到尽量接近之数值。 8、体内寄生二极管反向恢复损耗Pd_recover 体内寄生二极管反向恢复损耗，指MOS体内寄生二极管在承载正向电流后因反向压致使的反向恢复造成的损耗。 体内寄生二极管反向恢复损耗计算： 这一损耗原理及计算方法与普通二极管的反向恢复损耗一样。公式如下： Pd_recover=VDR × Qrr × fs 其中：VDR 为二极管反向压降， Qrr 为二极管反向恢复电量，由器件提供之规格书中查找而得。 MOS设计选型的几个基本原则 建议初选之基本步骤： 1、电压应力 在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。在此上的基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的 90% 。即： VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS 注：一般地， V(BR)DSS 具有正温度系数。故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS值作为参考。 2、漏极电流 其次考虑漏极电流的选择。基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的 90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的 90% 即： ID_max ≤ 90% * ID ID_pulse ≤ 90% * IDP 注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。根据经验，在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。建议初选于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。 3、驱动要求 MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量（ Qg ）参数决定。在满足其它参数要求的情况下，尽量选择 Qg 小者以便驱动电路的设计。驱动电压选择在保证远离最大栅源电压（ VGSS ）前提下使 Ron 尽量小的电压值（一般使用器件规格书中的建议值） 4、损耗及散热 小的 Ron 值有利于减小导通期间损耗，小的 Rth 值可减小温度差（同样耗散功率条件下），故有利于散热。 5、损耗功率初算 MOSFET 损耗计算主要包含如下 8 个部分： PD = Pon + Poff + Poff_on + Pon_off + Pds + Pgs+Pd_f+Pd_recover 详细计算公式应根据具体电路及工作条件而定。例如在同步整流的应用场合，还要考虑体内二极管正向导通期间的损耗和转向截止时的反向恢复损耗。损耗计算可参考下文的“MOS管损耗的8个组成部分”部分。 6、耗散功率约束 器件稳态损耗功率 PD,max 应以器件最大工作结温度限制作为考量依据。如能够预先知道器件工作环境温度，则可以按如下方法估算出最大的耗散功率： PD,max ≤ （ Tj,max - Tamb ） / Rθj-a 其中 Rθj-a 是器件结点到其工作环境之间的总热阻 , 包括 Rθjuntion-case,Rθcase-sink,Rθsink-ambiance 等。如其间还有绝缘材料还须将其热阻考虑进去。 关注公众号“优特美尔商城”，获取更多电子元器件知识、电路讲解、型号资料、电子资讯，欢迎留言讨论。

​ 转载--- 电源研发精英圈 2019-06-19 20:30 开关电源内部主要损耗 要提高开关电源的效率，就必须分辨和粗略估算各种损耗。开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。这些损耗通常会在有损元器件中同时出现，下面将分别讨论。 与功率开关有关的损耗 功率开关是典型的开关电源内部最主要的两个损耗源之一。损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗是当功率器件已被开通，且驱动和开关波形已经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗；开关损耗是出现在功率开关被驱动，进入一个新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时的损耗。这些阶段和它们的波形见图1。 导通损耗可由开关两端电压和电流波形乘积测得。这些波形都近似线性，导通期间的功率损耗由式(1)给出。 ​ ​ 控制这个损耗的典型方法是使功率开关导通期间的电压降最小。要达到这个目的，设计者必须使开关工作在饱和状态。这些条件由式(2a)和式(2b)给出，通过基极或栅极过电流驱动，确保由外部元器件而不是功率开关本身对集电极或漏极电流进行控制。 ​ 电源开关转换期间的开关损耗就更复杂，既有本身的因素，也有相关元器件的影响。与损耗有关的波形只能通过电压探头接在漏源极(集射极)端的示波器观察得到，交流电流探头可测量漏极或集电极电流。测量每一开关瞬间的损耗时，必须使用带屏蔽的短引线探头，因为任何有长度的非屏蔽的导线都可能引入其他电源发出的噪声，从而不能准确显示真实的波形。一旦得到了好的波形，就可用简单的三角形和矩形分段求和的方法，粗略算出这两条曲线所包围的面积。例如图1的开通损耗可用式(3)计算。 ​ 这个结果只是功率开关开通期间的损耗值，再加上关断和导通损耗可以得到开关期间的总损耗值。 与输出整流器有关的损耗 在典型的非同步整流器开关电源内部的总损耗中，输出整流器的损耗占据了全部损耗的40％-65％。所以理解这一节非常重要。从图2中可看到与输出整流器有关的波形。 ​ 整流器损耗也可以分成三个部分：开通损耗、导通损耗、关断损耗。 整流器的导通损耗就是在整流器导通并且电流电压波形稳定时的损耗。这个损耗的抑制是通过选择流过一定电流时最低正向压降的整流管而实现的。PN二极管具有更平坦的正向V-I特性，但电压降却比较高(0.7～1.1V)；肖特基二极管转折电压较低(O.3～0.6V)，但电压一电流特性不太陡，这意味着随着电流的增大，它的正向电压的增加要比PN二极管更快。将波形中的过渡过程分段转化成矩形和三角形面积，利用式(3)可以计算出这个损耗。 分析输出整流器的开关损耗则要复杂得多。整流器自身固有的特性在局部电路内会引发很多问题。 开通期间，过渡过程是由整流管的正向恢复特性决定的。正向恢复时间tfrr是二极管两端加上正向电压到开始流过正向电流时所用的时间。对于PN型快恢复二极管而言，这个时间是5～15ns。肖特基二极管由于自身固有的更高的结电容，因此有时会表现出更长的正向恢复时间特性。尽管这个损耗不是很大，但它能在电源内部引起其他的问题。正向恢复期间，电感和变压器没有很大的负载阻抗，而功率开关或整流器仍处于关断状态，这使得储存的能量产生振荡，直至整流器最终开始流过正向电流并钳位功率信号。 关断瞬间，反向恢复特性起主要作用。当反向电压加在二极管两端时，PN二极管的反向恢复特性由结内的载流子决定，这些迁移率受限的载流子需要从原来进入结内的反方向出去，从而构成了流过二极管的反向电流。与此相关的损耗可能会很大，因为在结区电荷被耗尽前，反向电压会迅速上升得很高，反向电流通过变压器反射到一次侧功率开关，增加了功率管的损耗。以图1为例，可以看到开通期间的电流峰值。 类似的反向恢复特性也会出现在高电压肖特基整流器中，这一特性不是由载流子引起的，而是由于这类肖特基二极管具有较高的结电容所致。所谓高电压肖特基二极管就是它的反向击穿电压大于60V。 与滤波电容有关的损耗 输入输出滤波电容并不是开关电源的主要损耗源，尽管它们对电源的工作寿命影响很大。如果输入电容选择不正确的话，会使得电源工作时达不到它实际应有的高效率。 每个电容器都有与电容相串联的小电阻和电感。等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)是由电容器的结构所导致的寄生元件，它们都会阻碍外部信号加在内部电容上。因此电容器在直流工作时性能最好，但在电源的开关频率下性能会差很多。 输入输出电容是功率开关或输出整流器产生的高频电流的唯一来源(或储存处)，所以通过观察这些电流波形可以合理地确定流过这些电容ESR的电流。这个电流不可避免地在电容内产生热量。设计滤波电容的主要任务就是确保电容内部发热足够低，以保证产品的寿命。式(4)给出了电容的ESR所产生的功率损耗的计算式。 ​ 不但电容模型中的电阻部分会引起问题，而且如果并联的电容器引出线不对称，引线电感会使电容内部发热不均衡，从而缩短温度最高的电容的寿命。 附加损耗 附加损耗与所有运行功率电路所需的功能器件有关，这些器件包括与控制IC相关的电路以及反馈电路。相比于电源的其他损耗，这些损耗一般较小，但是可以作些分析看看是否有改进的可能。 首先是启动电路。启动电路从输入电压获得直流电流，使控制IC和驱动电路有足够的能量启动电源。如果这个启动电路不能在电源启动后切断电流，那么电路会有高达3W的持续的损耗，损耗大小取决于输入电压。 第二个主要方面是功率开关驱动电路。如果功率开关用双极型功率晶体管，则基极驱动电流必须大于晶体管集电极e峰值电流除以增益(hFE)。功率晶体管的典型增益在5-15之间，这意味着如果是10A的峰值电流，就要求0.66～2A的基极电流。基射极之间有0.7V压降，如果基极电流不是从非常接近0.7V的电压取得，则会产生很大的损耗。 功率MOSFET驱动效率比双极型功率晶体管高。MOSFET栅极有两个与漏源极相连的等效电容，即栅源电容Ciss和漏源电容Crss。MOSFET栅极驱动的损耗来自于开通MOSFET时辅助电压对栅极电容的充电，关断MOSFET时又对地放电。栅极驱动损耗计算由式(5)给出。 ​ 对这个损耗，除了选择Ciss和Crss值较低的MOSFET，从而有可能略微降低最大栅极驱动电压以外，没有太多的办法。 与磁性元件有关的损耗 对一般设计工程师而言，这部分非常复杂。因为磁性元件术语的特殊性，以下所述的损耗主要由磁心生产厂家以图表的形式表示，这非常便于使用。这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。 与变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。 磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。它决定了每个工作周期在B-H曲线内扫过的面积。扫过的面积就是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。该损耗由式(6)给出。 ​ ​ 如公式中所见，损耗是与工作频率和最大工作磁通密度的二次方成正比。虽然这个损耗不如功率开关和整流器内部的损耗大，但是处理不当也会成为一个问题。在100kHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的50％。在500kHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的25％。在1MHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的10％。这是依据铁磁材料在开关电源(3C8等)中所表现出来的特性决定的。 涡流损耗比磁滞损耗小得多，但随着工作频率的提高而迅速增加，如式(7)所示。 ​ ​ 涡流是在强磁场中磁心内部大范围内感应的环流。一般设计者没有太多办法来减少这个损耗。 电阻损耗是变压器或电感内部绕组的电阻产生的损耗。有两种形式的电阻损耗：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。直流电阻损耗由绕组导线的电阻与流过的电流有效值二次方的乘积所决定。集肤效应是由于在导线内强交流电磁场作用下，导线中心的电流被“推向”导线表面而使导线的电阻实际增加所致，电流在更小的截面中流动使导线的有效直径显得小了。式(8)给出了这两个损耗在一个表达式中的计算式。 ​ ​ 漏感(用串联于绕组的小电感表示)使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和材料中。它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因此绕组的反射阻抗并不影响漏感的性能。 漏感会带来一个问题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中产生振荡能量。在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感大小。每一个的漏感值都会不同，但能控制到某个额定值。 一些减少绕组漏感的通用经验法则是：加长绕组的长度、离磁心距离更近、绕组之间的紧耦合技术，以及相近的匝比(如接近l：1)。对通常用于DC-DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3％～5％。在离线式变换器中，一次绕组的漏感可能高达绕组电感的12％，如果变压器要满足严格的安全规程的话。用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。 后面可以看到，漏感引起的附加损耗可以被利用。 在直流磁铁的应用场合，沿磁心的磁路一般需要有一个气隙。在铁氧体磁心中，气隙是在磁心的中部，磁通从磁心的一端流向另一端，尽管磁力线会从磁心的中心向外散开。气隙的存在产生了一块密集的磁通区域，这会引起临近线圈或靠近气隙的金属部件内的涡流流动。这个损耗一般不是很大，但很难确定。 开关电源内的主要寄生参数概述 寄生参数是电路内部实际元件无法预料的电气特性，它们一般会储存能量，并对自身元件起反作用而产生噪声和损耗。对设计者来说，分辨、定量、减小或利用这些反作用是一个很大的挑战。在交流情况下，寄生特性更加明显。典型的开关电源内部有两个主要的、存在较大交流值的节点，第一是功率开关的集电极或漏极；第二是输出整流器的阳极。必须重点关注这两个特殊的节点。 变换器内的主要寄生参数 在所有开关电源中，有一些常见的寄生参数，在观察变换器内主要交流节点的波形时，可以明显看到它们的影响。有些器件的数据资料中，甚至给出了这些参数，如MOSFET的寄生电容。两种常见变换器的主要寄生参数见图3。 有些寄生参数已明确定义，如MOSFET的电容，其他一些离散的寄生参数可以用集中参数表示，使建模变得更加容易。试图确定那些没有明确定义的寄生参数的值是非常困难的，通常用一个经验值确定，换句话说，在进行软开关设计时，元器件的选择以能得到最佳结果为原则来进行。在线路图中，合适的地方放置寄生元件非常重要，因为电气支路只在变换器工作的一部分时间内起作用。例如，整流器的结电容只有在整流器反向偏置时会很大，而当二极管正向偏置时就消失了。表l列出了一些容易确定的寄生参数和产生这些参数的元器件，以及这些值的大致范围。某些特殊的寄生参数值可以从特定元器件的数据资料中获得。 ​ ​ ​ 印制电路板(PCB)对寄生参数的影响无处不在，好的PCB布局规则可以尽量减少这些影响。 流过尖峰电流的印制线对由任一印制线所产生的电感和电容很敏感，所以这些线必须短而粗。存在交流高电压的PCB焊点，如功率开关的漏极或集电极或者整流管的阳极，极易与临近印制线产生耦合电容，使交流噪声耦合到邻近的印制线中。通过“过孔”连接可以使交流信号印制线的上下层都流过同样的信号。其余寄生参数的影响一般可归到相邻的寄生元件中。 搞清楚构成一个典型变换器的每个元器件上的寄生参数的性质，将有助于确定磁性元件参数、设计PCB、设计EMI滤波器等。这是所有开关电源设计中最难的一部分。 ---end--- ​

   PCB的阻抗和损耗对于高速信号的传输至关重要，涉及到前文所述的一系列因素。为了对这么复杂的传输通道进行分析，我们可以通过传输通道冲击响应来研究其对信号的影响。电路的冲击响应可以通过传输一个窄脉冲得到。理想的窄脉冲应该是宽度无限窄、非常高幅度的一个窄脉冲，当这个窄脉冲沿着传输线传输时，脉冲会被展宽，展宽后的形状和线路的响应有关。从数学上来说，我们可以把通道的冲击响应和输入信号卷积得到经通道传输以后信号的波形。冲击响应还可以通过通道的阶跃响应得到，由于阶跃响应的微分就是冲击响应，所以两者是等价的。     看起来我们好像找到了解决问题的方法，但是，在真实情况下，理想窄的脉冲或者无限陡的阶跃信号是不存在的，不仅难以产生而且精度不好控制，所以在实际测试中更多地是使用正弦波进行测试得到频域响应，并通过相应的物理层测试系统软件得到时域响应。相比其它信号，正弦波更容易产生，同时其频率和幅度精度更容易控制。矢量网络分析仪VNA（vector network analyzer）可以在高达几十GHz的频率范围内通过正弦波扫频的方式精确测量传输通道对不同频率的反射和传输特性，动态范围达100dB以上，所以现代在进行高速传输通道分析时主要会用矢量网络分析仪去进行测量。     被测系统对于不同频率正弦波的反射和传输特性可以用S参数（S-parameter）表示，S参数描述的是被测件对于不同频率的正弦波的传输和反射的特性。如果我们能够得到传输通道对于不同频率的正弦波的反射和传输特性，理论上我们就可以预测真实的数字信号经过这个传输通道后的影响，因为真实的数字信号在频域上看可以认为是由很多不同频率的正弦波组成的。     对于一个单端的传输线来说，其包含4个S参数：S11、S22、S21、S12。S11和S22分别反映的是1端口和2端口对于不同频率正弦波的反射特性，S21反映的是从1端口到2端口的不同频率正弦波的传输特性，S12反映的是从2端口到1端口的不同频率正弦波的传输特性。对于差分的传输线来说，由于共有4个端口，所以其S参数更复杂一些，一共有16个。一般情况下会使用4端口甚至更多端口的矢量网络分析仪对差分传输线进行测量以得到其S参数。      如果得到了被测差分线的16个S参数，这对差分线的很多重要特性就已经得到了，比如说SDD21参数就反映了差分线的插入损耗特性、SDD11参数就反映其回波损耗特性。     我们还可以进一步通过对这些S参数做过反FFT变换得到更多信息。比如对SDD11参数变换得到时域的反射波形（TDR:Time Domain Reflection），通过时域反射波形可以反映出被测传输线上的阻抗变化情况。我们还可以对传输线的SDD21结果做反FFT变换得到其冲击响应，从而预测出不同数据速率的数字信号经过这对差分线以后的波形或者眼图。这对于数字设计工程师都是些非常有用的信息。      由此可见，用矢量网络分析仪（VNA）对数字信号的传输通道进行测量，一方面借鉴了射频微波的分析手段，可以在几十GHz的频率范围内得到非常精确的传输通道的特性；另一方面，通过对测量结果进行一些简单的时域变换，我们就可以分析出通道上的阻抗变化、对真实信号传输的影响等，从而帮助数字工程师在前期阶段就可以判断出背板、电缆、连接器、PCB等的好坏，而不必等到最后信号出问题时再去匆忙应对。  

    前文提到，对希望对电缆损耗进行补偿的工程师，他们在测量和表征同轴电缆的时，可能选择不同方法。到目前为止，这些方法包括矢量网络分析仪（VNA）、时域反射计（TDR）、以及仿真工具(如 ADS之类的)，方法各异，但共同点都是得到电缆的S参数文件(该文件是一个简单的两端口模型)，然后拷贝到示波器中，示波器据此建立一个传递函数，补偿电缆带来的损耗。这需要示波器提供对应的软件支持，例如安捷伦公司所提供的N5465A InfiniiSim软件，该软件有基本版和先进版的两种版本，对于电缆损耗，基本版已能满足所有需要。       使用VNA 或 TDR测量和表征电缆损耗，是非常传统的方法。 VNA是一种测量被测件频率响应的仪器，正弦波扫频输入到 被测对象，然后计算输入参考信号与传输信号或反射信号间的矢量幅度比，得到整个扫频范围内的S21、S11参数，接收器内的带通滤波器会把测量中的噪声和无用信号滤除掉，以提高测量精度。      TDR的工作原理是将阶跃信号( 很快的上升沿)发送到 被测对象，然后测量其传输和反射波形，根据所产生的反射来描述被测对象特性，现在的TDR示波器都可以将传输反射参数转化为S参数。       当然，VNA和TDR的操作方法，完全不同于实时示波器，需要专门的技术知识，如果不能正确测量电缆特性，所获得的S参数文件将是无效的，可惜实时示波器软件无法区别是有效文件还是无效文件，它只是基于该文件建立传递函数，这意味着有产生的错误的危险（但如果建立了坏文件，波形变换通常会警告用户）。因为使用VNA或TDR获得电缆的S参数文件文件，不是一件容易的工作，甚至很繁琐复杂，所以实时示波器的用户往往宁愿忽略电缆损耗，也不愿去寻找一台网络仪或TDR，并花费数小时的时间，最后得到只是几个ps的设计容限。许多工程师干脆做出电缆没有损耗的假设，不幸的是随着高速串行信号变得越来越快，电缆损耗的测量和补偿也变得越来越重要，它已不再能忽略不计。       那么有没有可能不使用单独的TDR(采样示波器)或VNA(矢量网络分析仪)，而得到电缆的S参数文件呢？安捷伦最近推出了一种新的方法，基于 Agilent Infiniium实时示波器，开发一个叫做N2809A PrecisionProbe( 精密探接)的软件。 PrecisionProbe( 精密探接)是一种直接使用实时示波器本身，获得电缆或探头的S参数，并对其损耗进行校准和补偿的软件，它的主要优点是不需借助其它仪器仪表，只使用实时示波器本身，几分钟的时间就能完成，而不是几个小时的时间；另一个优点是该软件将自动实时补偿电缆或探头带来的损耗，不需要通过其它软件，比如去嵌入软件，来完成校准或补偿的动作。       PrecisionProbe( 精密探接)软件的工作原理是，利用Infiniium实时示波器自身的阶跃信号(快跳变沿，通常用于示波器自校准，Agilent 90000 X系列的边沿小于15ps），经平均处理，再施加微分函数，把它变成一个脉冲，然后对该脉冲进行快速傅里叶变换，这样就能在频域表征该跳变沿。 PrecisionProbe( 精密探接)软件，先根据上面的步骤做一次测量，得到基准参数，然后如图1所示那样添加新电缆测量，对基准参数和新测量结果进行比较。两者的不同是因为增加了电缆，因此就能得到S21特性。软件中有一个向导引导用户完成每一步骤，整个过程不到五分钟。由于操作十分简单，工程师不再需要忽略电缆或探头的损耗，而是可以用示波器表征和补偿电缆或探头的损耗。       从前面的介绍可以看到，电缆插入损耗带来测量误差，挤压电气容限，但往往被工程师和示波器用户忽略。电缆损耗被忽略的原因，在很大程度上是因为需要额外的设备、繁琐的测试过程和专门的技术知识，而并非因为电缆损耗可以忽略。忽略电缆损耗的后果是公司因示波器带宽被浪费而让大笔资金的投入显得不值。为解决这一难题，实时示波器厂商，安捷伦科技，发明了基于实时示波器硬件优势的新软件， Agilent N2809A PrecisionProbe( 精密探接)软件。工程师能用该软件快速测量和补偿电缆、夹具或开关矩阵损耗，而不需要其它设备。这一新软件使工程师能找回原来因电缆等连接件的损耗而丧失的宝贵电气容限，从而使产品更快进入市场。