标签: 混频器

一、面向未来下一代通信技术的射频测试挑战 移动通信网络的发展如下图所示，1G时代用模拟信号传输，实现了语音传输业务；2G时代，数字传输取代了模拟传输，人们能够使用手机短信和手机上网；3G时代，移动通信进入了高速IP数据网络时代，移动高速上网成为现实，大家开启了音频，视频，多媒体的时代；4G时代开始了移动互联网的全面发展时代，网络能够传输更高质量的视频图像；而随着AR、VR、物联网等技术的诞生与普及，5G应运而生，5G不再是一个单一的无线接人技术，而是多种新型无线接入技术和现有4G技术的集成，其应用场景十分广泛。 总的来说，1G到4G主要解决了“人-人”间的网络连接，实现了“沟通泛在”；5G网络则打造了“人-机-物”工业互联体系，正在推动“信息泛在”成为现实；而作为5G的延续，6G网络将进一步使万物的连接延伸至智慧层面，达到“人-自然-智慧”的连接与融合，实现“智能泛在”。 6G的目标是带领人类进入泛在智能化信息社会，并融合通信、计算、感知、智能等建立起空天地海泛在移动通信网，实现全球泛在覆盖的高速宽带通信。相比5G网络，6G最大的特点在于其全球泛在覆盖所带来的多样化：数据来源的多样化、应用的多样化、通信手段的多样化、计算的多样化等，这使得6G网络将具备以下特点： ● 更大信息容量 ● 更高传输速率 ● 更低传输时延 ● 更大连接数量 ● 更高频谱效率 ● 更高能量效率 而针对目前6G的系列特点，如需要实现更大的信息容量和高传输速率，在测试过程中会要求高速的数据传输，高速的数据采集；针对于更大的连接数量，在测试时需要考虑各个接入点之间的信号同步，仿真信道时需要进行大规模输入输出（MIMO）的仿真；针对高频谱效率以及能量效率，6G提出了新兴的技术——RIS智能超表面技术，在信道环境做文章，提高能力以及频谱效率，但是如何测试RIS对信号的增强，反射角度等问题，也是一个严峻的测试挑战。当然6G带来的测试挑战远远不止这些，在6G的发展带来的一系列测试挑战中，本文将重点针对卫星通信领域，雷达测试以及大规模MIMO测试来进行方案介绍。 二、卫星通信测试方案 （1）射频高速采集测试方案 目前来说，6G卫星通信有望用于大容量数据传输，如卫星互联网、遥感数据、卫星图像传输等。这些应用需要高速数据传输来支持大数据的传输和分析。同时6G卫星通信将需要支持大量用户和设备的连接，包括物联网设备、传感器、智能城市设备等。这些技术的实现需要高速数据传输以实现实时通信和数据交换，未来在测试中也不可避免的会需要高速的测试解决方案。 在6G时代，除了一些无线电信号，比如说eMBB+，URLLC+，mMTC+之外，还有很多ku,ka波段的卫星信号，或者是雷达信号需要进行高速的数字化采样。但是他们通常都在射频频段，而数字化一般是对基带信号进行采样： ● 对于输入的信号，需要先下变频到基带（或者是与数字化仪相匹配的频段） ● 通过数字化仪数字化后，可以获得射频信号的数字信号。本方案提供的高速数字化仪采样率高达5 GS/s，可支持1.5 GHz带宽。 ● 当信号数字化后，数据通过PCIe总线传输，可支持3.4 GByte/s的传输速率，同时提供SCAPP软件选项，使用Nvidia的专业卡，搭配Linux系统，在不经过CPU的情况下，从采集卡中取出数据至显存或直接利用CUDA核心进行运算处理，达到海量传输的效果。 ● 数据上传到PC端，使用TS SBench6软件进行分析，可对采样数据进行FFT运输，信号包络的观察，直方图等等分析。 （2）信号调制仿真测试方案 对于6G时代的数字调制技术，目前还在研究阶段，具体的技术和标准尚未完全确定。然而，可以预期的是，6G将需要更高效、更复杂的调制方案来满足其对于更高数据速率、更低延迟和更高可靠性的需求。这可能包括更高阶的调制方案，以及新的、更有效的编码技术。 针对调制的测试，TS任意波形和函数发生器提供前所未有的灵活性，为工程师提供不同类型的信号和数字调制以测试传输或接收的不同阶段信号链，如调制器、解调器、混频器、滤波器、放大器、低噪声放大器（LNA）等： ● 生成比特流和触发输出信号（用于下一阶段同步）以测试编码器系统的行为。 ● 生成在一个或两个通道上提供的正交基带信号，以测试具有不同参数（例如传输滤波器类型、噪声水平）的信号的传输/接收。 ● 生成IF/RF信号以测试混频器、IF滤波器、发射器放大器和接收器级。 （3）RIS研究测试方案 在6G时代，RIS技术被认为是一种具有潜力得关键技术，它可以改变无线信道的环境，降低信道估计所需的导频开销，解决空间非平稳信道问题，提高波束训练效果以及提高通信系统的性能，提升频谱效率和能量效率。目前RIS技术仍然面临许多挑战，但是已经有许多工程师在进行RIS的研发，那在这个过程中，必不可少需要对RIS的性能进行测试 TS RIS测试方案，由TS便携式高频信号源，方向性极好的喇叭天线，以及接收灵敏度高优秀的TS手持式频谱仪组成。支持两种环境下的测试： a、外场测试： 将TS高频信号源连接到天线，接收天线连接TS手持式频谱仪。高频信号通过发射天线转换成电磁波，并在接收天线转换为信号后，通过频谱仪测量到信号的功率。利用对比测试即可判断RIS对信道的效果。 b、暗室测试： 当进行RIS的可调控反射角度测试时，可以在微波暗室使用德思特毫米波RIS测试方案，用信号源发生毫米波信号，操控RIS对电磁波的反射角，两个天线置于弓形架中，把天线对准接收角度，再把天线移到不同的角度观察信号功率强度的变化，以此进行测试。 c、测试案例——外场测试： 客户选用了TS外场测试方案来对他们的RIS模块性能进行测试。外场测试采用对比测试的方式进行，其中唯一的变量是有无毫米波液晶RIS，其它条件均一致。部署液晶RIS后，终端有 20 dB（100倍） 的信号增强。 三、雷达测试系统方案 雷达技术在6G中将可能成为重要的组成部分，用于智能感知和定位。雷达能够通过探测目标、测量距离、速度和方向来提供环境感知数据。在6G的智能网络中，这些数据可用于实现更高级的位置识别、环境感知和障碍物检测，帮助设备更智能地理解周围环境。雷达技术在6G中也有望与波束成形技术相结合，实现更精准的信号传输和接收。通过雷达的信号处理技术，可以实现更智能化的波束成形和定向传输，提高数据传输的效率和可靠性。 针对雷达方面的测试，我们提出了雷达信号发生以及雷达信号的数字采集测试两个方案： （1）雷达信号的发生： 在雷达系统开发过程中，脉冲发生器产生不同持续时间的脉冲信号，可以用来供应射频调制链，以测试雷达接收器行为。 a、基本脉冲信号发生 TS PG-1000系列脉冲发生器可以通过设备图形UI界面和触摸屏幕显示，轻松地创建具有不同脉冲宽度、频率和幅度的脉冲。采用这种解决方案，可以节省开发脉冲系统的时间，研究人员可以将更多的时间精力集中在雷达设计和测试目标上。 b、脉冲/延迟发生器的多目标仿真 在主雷达系统中，往往通过细化系统测量信号的飞行时间，以计算雷达与目标的距离。距离计算公式为：距离（km）=（延迟时间（秒）/2）*3×10^5 km/s。其中，3×10^5 km/s是对光速的近似取值。由公式不难看出，发射信号和接收信号之间的延迟大小取决于距离长短。 在多个目标的情况下，通常会接收到多个信号，并且要求检测系统能够区分它们。TS PG1000系列脉冲发生器是测试雷达探测链的完美选择，这并不需要完整的雷达系统和一些真实的目标就可以完成多目标仿真测试。 TS脉冲发生器的多脉冲模式提供具有不同持续时间和延迟的双脉冲、三脉冲和四脉冲，模拟多目标的发送以及回波，可重复高达125 MHz，用于测试雷达探测系统的实时频率操作。10 ps的分辨率和低于25 ps的抖动RMS提供了对射频链预期延迟进行计数，以低于cm级别的分辨率用来模拟目标检测所需的精度。 （2）雷达信号的采集测试 在6G时代，使用具有 短占空比、多种调制类型和关键定时 的脉冲波形的雷达信号需要提供 高带宽、比例采样率、长存储器和快速数据传输 的测量系统。TS高速模块化数字化仪非常适合采集和处理雷达信号。它们提供高带宽、长采集内存和特殊采集模式，以最大限度地提高内存使用率，提供高速测量和高精度分析。 a、基本的脉冲调制 采用TS基于PCI的四通道8位数字化仪，带宽为1.5 GHz，最大值为5 GS/s的采样率，此带宽和采样率与直接采集VHF和较低的UHF雷达以及许多高频雷达的中频兼容，在下图中，数字化仪使用2.5兆样本（MS）以每秒5千兆样本（GS/s）的最大采样率采集了500 µs的数据。虽然下图中仅使用完整内存采集了5个脉冲，但实际测试中可以采集超过8000个类似脉冲。 采集的信号在TS SBench6中显示，同时进行采集的波形分析，比如说使用频率测量功能测量信号的载波频率，在上图左侧的信息窗格中显示结果为1.000 GHz。以及许多数值分析工具，包括快速傅立叶变换（FFT）和有限脉冲响应（FIR）滤波，提取脉冲调制波形的包络等。 b、调制脉冲采样 调制脉冲采样过程和上述基本脉冲的采样是一样的，例如下图中显示了线性扫频雷达啁啾的示例。调制脉冲显示在左侧网格中，在脉冲期间，载波频率从标称998 MHz线性变化到1002 MHz。这在右侧网格所示的FFT提供的频域视图中很明显。 同时还可以采用相位调制来实现脉冲压缩（下图中最右边图像）。相位调制技术将脉冲分成多个段，每个段都以特定的相移进行传输。这些段的长度相等。相移的选择由代码确定。公共码是二进制的，其中码值根据码序列在+1和-1之间切换，对应于0°和180°的相移。最常用的码序列是巴克码，它与其他序列的自相关性较低，并产生具有低旁瓣的频谱。 而调制后的信号可以选择在主机中（TS高速数字化仪）进行二次开发解调。可以使用第三方软件，例如MATLAB或LabVIEW，甚至可以使用C、C++或Python进行自定义编程。我们提供了驱动程序和示例程序，以便将这些程序与其数字化仪连接起来。上图最右边图像显示了对采集的相位调制脉冲使用专有解调程序的结果。 c、多重记录模式 为了应对雷达信号采集需要长采集内存的挑战，TS高速数字化仪还提供多种采集模式，旨在有效地使用采集内存并减少采集之间的死区时间，从而节省存储空间。该模式对于研究雷达操作中的脉冲到脉冲的变化非常有用。 多重记录或分段模式如下图所示，允许以极短的重新准备时间（在5 GS/s采样率下约为6.5 ns）记录多个触发事件。用户可以在段内对触发前和触发后间隔进行编程。采集的段数仅受所用内存的限制，在使用先进先出（FIFO）采集模式时不受限制。与多个触发相关的重要数据存储在采集存储器中的连续段中。不记录与事件之间的死区时间相关的数据。每个触发事件都带有时间戳，因此可以知道每个触发的精确位置。 四、大规模MIMO测试方案 （1）多路信号同步采集： 在6G时代，MIMO（多输入多输出）技术将发挥至关重要的作用，实现分布式超大规模MIMO要将数据和信道状态信息在参与传输的站点之间进行实时的交互，要求站点之间具有高速连接，且各个通道间需要具有很高的同步精度。针对信号同步的数字化采集需求，我们提出了多路信号同步数字采集的方案： 首先对多路信号输入采集板卡或者说对MIMO系统信号的数字采集来说，往往需要非常多的通道，此时一张板卡的通道数可能不足以覆盖所有的输入信号。因此同步采集方案中提出了使用德思特特有的Star-Hub模块，连接8块数字化仪。例如，将8个M4i系列数字化仪与Star Hub连接在一起，可以创建一个最多有32个完全同步通道的系统。Star Hub在所有板之间分配触发和时钟信息。因此，所有连接的板都使用相同的时钟和相同的触发器运行，任何通道之间都没有相位延迟。所有触发源可以通过逻辑或组合，允许所有卡的所有通道同时成为触发源。多通道的能力允许数字化仪同时应用于多个通信通道，或创建用于天线和传播研究的测量通道阵列。 （2）大规模无线衰落仿真 无线衰落仿真可以帮助通信工程师在设计和优化通信系统时考虑到多径衰落及相关的解决方案。同时在实施新的通信方案之前，可能需要验证其可行性。通过无线衰落仿真，可以预测新方案在实际无线信道中的性能，从而评估其可行性。 针对无线衰落仿真方案，我们提出以下解决方案，在信号输入端，通常有各种各样的信号，以及不同的信号可能需要不同的组合来进行无线衰落模拟，所以在信号输入与衰减矩阵中，可以根据客户应用，加上或者去掉此开关矩阵。信号通过衰减矩阵时，可以通过编程，任意衰减每一通道的信号强度，以此模拟信号幅度的衰落。 测试案例 客户需要测试他们多端口WIFI信号接收模块的性能，使用衰减器模拟环境中信号的衰减，当路由器信号被衰减器衰减后，信号通过天线或者线缆到接收测试模块，客户通过编程衰减曲线，模拟真实衰减，同时测试当前信道情况的WIFI信号的数据传输速率。 五、总结 在面向6G/星地融合的高速测试解决方案的探索中，我们深入研究了射频测试的挑战、卫星通信测试方案、雷达系统测试方案以及大规模MIMO测试方案。这些方案不仅提供了对6G技术的深入理解，也提供了一种全新的测试方法，使大家能够更好地应对未来的挑战。 总的来说，6G将带领我们进入一个全新的时代，这个时代将充满无限的可能性和机遇。然而，要实现这些目标，需要有强大的测试工具和方法。TS高速测试解决方案为工程师提供了这样的工具和方法，使工程师能够更好地理解和应对6G的挑战！ { window.addoncropExtensions = window.addoncropExtensions || []; 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1数字下变频子模块 1.1数字正交混频 数字正交混频模块包括两个部分，NCO数控振荡器模块，混频模块。 1.1.1NCO数控振荡器模块 NCO模块生成两个正交的三角信号，以便于输入信号混频。实现NCO的方法有两种。 A)基于查找表的方法 事先根据正弦波的相位计算好正弦值，将各正弦样本以相位角度为地址存储。采样时钟控制NCO的相位累加器实现累加，然后用累加后的相位作为地址，输出存储器中该地址上的数值，就可以得到正弦样本值。基于查找表实现NCO的基本结构如下图 图3查找表NCO基本结构图 B)基于多相的方法 尽管基于查找表的方法生成的两路正弦信号的正交性很好，但是也有它的一些缺点。基于累加后相位作为地址的方法，会因为相尾截断引发本振信号的相噪变化，而且需要额外的存储器，占用一定的资源。 多相的方法是，根据本振信号的数字频率，一个周期产生4个值，正弦信号产生0,1,0，-1。余弦信号产生1,0,-1,0。NCO的值就是4个正弦和余弦值得组合，循环的将这4个正余弦值与ADC的输出数据相乘即可实现数字的正交解调。 1.1.2混频模块 调用XinlinxIPcore乘法器，将输入信号数据与两路本振信号相乘，即完成混频。 1.2CIC抽取滤波器 1.2.1抽取器的作用 在数据信号处理中，随着采样速率的提高，采样后的数据流速率变得很高，这会导致后续的处理速度跟不上，因此有必要对A/D后的数据流进行降速处理。因此需要设计一个满足抽取（抗混叠）要求的数字滤波器，CIC（积分级联梳妆）滤波器就具有比较好的性能。 1.2.1抽取器的结构图 CIC滤波器结构简单，没有乘法器，只有加法器，积分器和寄存器。是已经被证明在高速抽取系统中有很高的性能。CIC滤波器的结构图如下： 图43级CIC抽取滤波器 上图是3级CIC抽取滤波器的结构图。其中左侧是梳妆部分，右侧是积分部分。中间R为抽取器。 输出y的位宽计算公式为：最大输出位宽=输入数据位宽+Nlog2（R*M）； 其中N-阶数 R-抽取倍数 M-每次采样的样本数，一般M=1

　　在高速无线通信系统中，信号必须进行上变频或下变频后才能进行信号传播和处理。这种变频步骤在传统上称为混频，是接收和发射信号链必不可少的过程。 　　于是，混频器和调制器就成为射频（RF）系统的基本构件。随着无线通信标准的不断演进，查看这些构件的特征并了解混频器如何影响总体系统性能至关重要。 　　在所有的无线设计中，混频器和调制器都支持变频并实现通信。它们确定整个信号链的基本规格。它们的接收信号链具有最高功率，对来自发射通路中的数模转换器（DAC）的信号进行上变频，并实现数字预失真（DPD）系统，从而影响整个通信系统的性能。 　　那么，基本混频器的工作原理如何？有哪些重要规格要考虑？目前有哪些混频器和调制器方案可用来改进和简化系统设计？ 　　 基本混频器工作原理 　　最简单的混频器就是一个乘法器。音频混频器只增加信号，射频混频器实际上增加输入信号以产生新频率的输出信号。射频调制器和解调器本质上就是混频器。这些器件获取基带输入信号，并输出射频调制信号（反之亦然）。 　　由于影响混频器的因素同时也会影响调制器，因此本文主要从混频器的角度进行探讨。接收器一般 采用下变频来实现高频RF信号的处理 ，发射器则将低频基带信号转换成高速射频。混频器的所有部分都像负载和源一样。 　　在第一个示例中，我们以下变频为例。两个输入分别为RF和本地振荡器（LO）。输出为中频（IF）。输出信号包含输入的和与差（图1）。我们可以通过式1-3从数学上解释这些混频输出分量： 　　RF输入 = A1sin（ω1t + φ1） （1） 　　LO输入 = A2sin（ω2t + φ2） （2） 　　输出IF = A1A2sin（ω1t + φ1） sin（ω2t + φ2） （3） 　　通过三角恒等式，我们可以得到包含和与差的输出： 　　输出IF = （A1A2/2） {cos［（ω1 + ω2）t +（φ1 + φ2）］ + cos［（ω1 – ω2）t – （φ1 - φ2）］} （4） 　　要获得进行信号处理所需的信号质量，可能需要多个下变频过程和滤波，具体取决于IF频率和系统级规划。（LO ＞RF为本振上注入式，RF ＞ LO为本振下注入式。） 可以通过一些具体设计实例来加深理解：基于下变频混频器的700MHz~2.7GHz的基站接收机。 　　上变频过程中的混频器一般在产生基带信号后的早期采用。在这个过程中，IF为输入，RF为输出。此外，输出为输入信号的和与差。 　　需要在输入和输出端进行额外的滤波，以便减少有害产物，获得与接收信号链相似的理想性能。 　　 变频增益 　　变频增益是混频器的主要衡量标准，可用于在生产中进行功能验证。变频增益是输出信号电平与输入信号电平之比，通常以dB表示。无源混频器的变频损耗一般与插入损耗表示。 　　最小损耗以RFOut电流（g1vrf/2 = gonvrf/π）与IFOut电流（g1vrf = gonvrf/2）之比计算。该比值为2/π，因此假设所有阻抗相等且LO输入为方波，则变频增益为（2/π）2或–3.92 dB。 　　如果LO输入为连续正弦波输入或连续波（CW），则输出电流中的输出IF分量为gonvrf/4。由于LO输入功率较低，因此功率比相应地从–3.92 dB变为–6 dB。LO功率的下降会影响混频器开/关状态之间的传导驱动能力，从而降低输出功率和噪声指数。 　　一般来讲，大多数混频器的变频损耗介于4.5与9 dB之间。这取决于混频器类型以及混频器不平衡、平衡-不平衡变换器不匹配和二极管串联电阻等所有额外的损耗。宽频带混频器更容易产生较高的变频损耗，因为它们需要在整个输入带宽上维持平衡。变频增益会影响总系统自动增益控制（AGC）规划、DPD系统算法和灵敏度规划。 　　 噪声 　　混频器在进行频率转换时会给信号带来噪声。相对于发热状态下输出端SNR的输入端信噪比（SNR）称为噪声系数。这种度量是器件导通以捕获发热或导电状态下发出的噪声能量时捕获的噪声。然后该值相对于冷却或关断状态时的噪声功率。请记住，用噪声系数计算级联网络和总噪声的公式： 　　噪声系数F = （SNR）In/（SNR）Out （5） 　　噪声指数NF = 10log（F） （6） 　　从式7中的级联噪声指数可以看出（G为各级的增益），第一个级的影响最大。因此在基本接收系统中，开关、滤波器和混频器前的低噪声放大器（LNA）都会增加总系统的噪声系数。仔细地选择这些元器件和混频器可以最大限度地降低总噪声并提升灵敏度。 　　请记住，LO驱动电平会影响转换增益和噪声。随着LO功率的下降，噪声也随之下降。双边带（DSB）混频器和单边带（SSB）混频器对噪声的定义略有不同。对于DSB而言，输出端提供所需的IF和镜像（针对到此为止讨论的所有混频器）。对于SSB而言，镜像会尽可能减少。 DSB噪声包含来自RF和镜像信号频率的噪声和信号。对于SSB噪声而言，镜像信号在理论上丢失（虽然包含了镜像噪声）。理想的SSB混频器的噪声指数是同类DSB混频器的噪声指数的两倍。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 　　 隔离 　　混频器中的隔离在以下端口之间指定：RF与IF；LO与IF；IF与RF以及LO与RF。隔离量度计算一个端口到另一个端口的泄漏功率。例如，要测量LO到RF的隔离，只需将一个信号施加到LO端口，然后测量RF端口的这个输入LO信号的功率。 　　由于输入信号（特别是LO）较高，足以导致系统性能下降，因此隔离至关重要。LO泄漏会通过干扰RF放大器或在天线端口辐射RF能量，从而干扰输入信号。LO至IF输出的泄漏会压缩接收器阵列中剩余的IF单元，引起处理错误。 　　RF至IF的泄漏以及IF至RF的泄漏表示电路平衡性能，该性能与变频损耗有关。混频器的平衡性能越好，变频损耗就越低；因此，也具有较好的变频性能平坦度。理想情况下，隔离规格尽可能高，并且在最终的外形板设计上具有屏蔽和良好的布局。 　　 1dB压缩点 　　在接收系统中，混频器最有可能是整个系统中 功率最高的器件。因此线性规格非常重要，它可以确定整个接收器的诸多系统规格和发射能力。 　　在标准或线性工作条件下，混频器的变频损耗是恒定的，与RF功率无关。这意味着，当你以1dB的幅度增加输入功率时，输出功率也会以1dB递增。在P1dB压缩点，输入功率增加，以便输出不随输入功率线性增加。这也是混频器变频损耗高出理想值1dB的原因（图2）。　　 　　在P1dB点或更高点运行混频器会使需要的IF或RF信号失真，同时会增加频谱中的杂散量。完整信号链的1dB压缩点会影响系统的动态范围。混频器的典型P1dB规格介于0至15 dB之间。P1dB越高，性能越高，系统动态范围相应地越好。 　　 三阶截取点 　　与P1dB类似，三阶截取点（IP3）也会影响系统性能。不佳的三阶交调性能与IP3有直接关系，并且会增加真实工作条件下的噪声基底。这看来会降低无线接收器的灵敏度，相应地降低整个无线通信系统的性能。因此，IP3点越高越好。 　　要测量IP3，我们对RF输入端施加两个相同功率的输入信号F1和F2 （假设这是下变频过程）。要计算IP3，由于非常靠近相关的IP输出，因此我们在（2F2 – F1） – FLO和（2F1 – F2） – FLO产生相关的三阶交调失真（IMD3），我们从中频输出去掉该失真，得到以下计算结果： 　　由于未能达到实际的IP3点，因此IP3点是从IMD3获得的理论值。混频器的输出级在达到IP3之前饱和。一般对于无源混频器而言，高频信号的IP3至少为P1dB以上15 dB，低频信号的IP3至少为压缩点以上10dB。 　　 杂散信号 　　混频过程会产生输入信号的和与差的输出积以及大量额外的有害杂散信号（图3）。这些杂散信号包括基本的混频器输入和输出、其谐波产物（nRF、mLO或kIF）和交调产物、nRF ± mLO（下变频）和nLO ± mIF（上变频）。　　 　　图3：混频器输出的频谱图显示产生的所有不同产物。需要的信号为和频或差频，不过请注意，有害镜像信号和二阶和三阶信号为谐波的结果。滤波有助于减少这些有害信号。 　　我们将这些交调产物定义为有害的混频产物。这些杂散响应是由于输入信号和LO的谐波混频引起的。这些杂散信号的电平取决于诸多因素。信号输入电平、负载阻抗、温度和频率都会影响杂散信号。 　　谐波产物（nRF、mLO或kIF）以指数级增加输出信号的功率。这些有害产物可以简单地以数学方式按照以下显示功率增加的等式表示： 　　基本：VOut = Acos（ωt） （10） 　　二次谐波为二次幂：A2cos（2ωt） （11） 　　三次谐波为三次幂： 　　A3cos（3ωt） （12） 　　由于滤波的复杂性和受这些杂散响应影响的频率性能的广泛性，非线性失真产物会对宽带系统产生相当大的影响。窄带应用仅受通带的失真产物的影响。采用足够的带通滤波可以有效地减少大部分有害产物。但是，如前面提到的，IMD3产物极为靠近需要的信号，因此很难过滤出这样的信号。 　　 镜像（边带抑制） 　　同时影响典型混频器的接收通路和发射通路的一种信号是镜像。离输入信号的RF输入端口2IF的信号将在下变频过程中直接被转换成与需要的输入信号相同的IF。滤波和采用多个IF级和镜像抑制混频器（IRM）等方法可以最大限度地降低这种有害信号的影响。 　　镜像就是按照系统规划来自需要的输出信号的“其它”输出，这是因为任何简单的混频器的输出都包含混频的和与差。可在混频器输出端实现更高的镜像抑制的高级混频器设计称为SSB或同相/正交（I/Q）调制器。例如，TI公司的TRF372017是一款高集成度锁相环/压控振荡器（PLL/VCO） I/Q调制器。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载 　　 直流偏置 　　输出频谱的另一个关键部分是LO泄漏或直流偏置和载波抑制。隔离会影响混频器的这种功能，直流偏置是表示混频器不平衡的量度。此规格在I/Q调制器和解调器中特别重要。由于I/Q调制器和解调器本身就是两个混频器，因此这些混频器的部分不平衡受两个内部混频器之间的增益差或偏置差影响。 　　具体来讲，对于采用这些调制器和解调器的零IF系统，由于泄漏在信号带宽内，因此直流偏置（载波抑制）会降低性能。混频器输出端的直流偏置将位于LO频率，根据直流偏置的不同，如果器件内的不平衡足够高，直流偏置会影响错误（式13）。因此，如果1VRMS信号有10mV的直流偏置，则： 　　CS = –40 dBc （14） 　　LO驱动电平 　　LO驱动电平是混频器中需要设计工程师严密考量的一个规格。系统LO的可用输出功率可能限制设计中的混频器选择方案。驱动电平不足会降低总混频器性能。驱动电平过高会降低性能，同时损坏器件。与无源混频器相比，有源混频器所需的LO功率往往较少，并且LO功率范围具有更高的灵活性，可获得完整的混频器性能。 　　 混频器拓扑 　　混频器分为无源混频器和有源混频器。无源混频器采用二极管和无源器件进行混频和滤波。无源混频器一般具有更高的线性度，但变频损耗或噪声较高。此外还有单平衡混频器和双平衡混频器。单平衡混频器具有有限的隔离，而双平衡混频器的端口间隔离好得多，并且线性度更高。 　　大部分人都熟悉基本的肖特基二极管双平衡混频器。这种混频器是性能最高的混频器之一，仅需要输入端的一些匹配良好、低损耗的平衡-不平衡变换器和具有四桥配置的二极管。为了获得更高的隔离，输出信号在输入信号端口（非LO）被分出。肖特基二极管的低Ron和高频性能使得这种混频器成为理想之选，不过它有一个不足：需要高LO功率。 　　我们拥有各种有源混频器选择方案，包括双极结晶体管（BJT）和FET混频器以及可创建真正的乘法器，从而提升隔离和偶次谐波的吉尔伯特单元拓扑。吉尔伯特单元拓扑是到目前为止最受欢迎的有源混频器设计。 　　虽然这些混频器可以提供极高的性能，但是我们仍然需要滤波和多个IF级从需要的输出中消除镜像。镜像始终距离需要的IF信号2IF，以便低IF 端的滤波得到更多的抑制。由于可调谐系统的复杂性越来越高，滤波器必须跟踪LO以维持性能。这种系统可能需要多个级和滤波，以便彻底消除较高IF的镜像。 　　采用IRM时，我们可以通过相位抵消实现境像抑制，而不采用滤波或多个IF级。设计从正交IF混频器开始进行。这种混频器整合了两个双平衡混频器、一个90°分流器和一个零度分流器。要实现IRM的功能，只需要在IF端口后面添加一个90°混合电路，以分隔镜像和实信号，使镜像输出终止或用于进一步的处理（图4）。　 　　图4：镜像抑制混频器在接收器中最受欢迎。它可以通过相移去掉和频或差频产物，产生单个输出，而不需要滤波。LO进行90°相移，产生同相和正交相位信号，与输入的RF信号进行混频。然后混频器输出互相进行90°相移，从而去掉部分产物。 　　根据上文的讨论，这种设计内部的两个混频器可能不匹配，因为在需要的IF输出端口出现了一些下变频镜像。镜像抑制是所需IF与同一端口的输出端的镜像之比。为提高IRM的性能，良好的抑制匹配是关键的设计参数。　　 　　图5：单边带上变频器或调制器用于发射信号链中。此过程类似于接收信号链的镜像抑制混频器（图4）。基带（BB）信号被施加到同相（I）和90°相移（Q）混频器，并与分成90°相移分量的LO信号进行混频。增加了混频器输出，单个产物或边带为RF输出。 　　至于上变频，我们有SSB混频器或I/Q调制器。在SSB IRM中，镜像和有效输出现在是这种拓扑结构中的输入，RFIn是RFOut。图5通过BB（基带）输入频率或发射通路中的IF信号简化了这种配置。式 15-21显示这种SSB或I/Q调制器如何抑制或减少镜像。 　　BB I = Asin（ωmt） （15） 　　BB Q = Acos（ωmt） （16） 　　LO通过分相电路施加一个CW输入时： 　　LO同相 = sin（ωct） （17） 　　LO正交 = cos（ωct） （18） 　　因此，通过三角恒等式，以下部分整合到RFOut的功率合成器中（式19和式20）。从这里我们可以看出， 去掉了上边带（ωc + ωm）器件（USB），而只保留了最低有效位（LSB）。输出为： 　　RFOut = RFIn-phase + RFQuad-phase = Acos（（ωc – ωm）t） （21） 　　显然，这是一个理想的SSM，其电路中不存在不平衡。但是，在真实世界中，BJT、FET和二极管从未实现理想的平衡。总是存在增益和相位不匹配，隔离将是有限的，因此RFOut端口将出现LO泄漏。基带或IF信号不会实现理想的平衡，LO输入也会不理想。 　　选择I/Q调制器时影响最大的两个规格是边带抑制和载波泄漏。直流偏置或载波抑制是有害的输出LO分量，这是隔离LO-RF端口和BB或IF信号直流不平衡的结果。边带抑制以dBc计。这是镜像分量，是一个相对于输出信号的规格。它是混频器增益和相位平衡不匹配的结果。 《电子技术设计》网站版权所有，谢绝转载