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方便多用途的集成电路 — 运算放大器 运算放大器是一种可以进行数学运算的放大电路。运算放大器不仅可以通过增大或减小模拟输入信号来实 现放大，还可以进行加减法以及微积分等运算。所以，运算放大器是一种用途广泛，又便于使用的集成电路。 图1：运算放大器的电路符号 如图1所示，运算放大器的电路符号有正相输入端Vin（+）和反相输入端Vin（－）两个输入引脚，以及一个输出引脚Vout。实际上运算放大器还有电源引脚（+电源、－电源）和偏移输入引脚等，在电路符号上没有表示出来。 运算放大器的主要功能是以高增益放大、输出2个模拟信号的差值。我们将放大2个输入电压差的运放称为差动放大器。当Vin(+)电压较高时，正向放大输出 。当Vin（－）电压较高时，负向放大输出。此外，运算放大器还具有输入阻抗极大和输出阻抗极小的特征。 即使输入信号的差很小，由于运算放大器有极高 的放大倍数，所以，也会导致输出最大或最小电压值。因此，常常要加负反馈后使用。下面让我们来看一个使用了负反馈的放大器电路。 运算放大器的基本(1) - 反相放大器电路 如图2所示，反相放大器电路具有放大输入信号并反相输出的功能。“反相”的意思是正、负号颠倒。这个放大器应用了负反馈技术。所谓负反馈，即将输出信号的一部分返回到输入，在图2所示电路中，象把输出Vout经由R2连接(返回)到反相输入端（－）的连接方法就是负反馈。 我们来看一下这个反相放大器电路的工作过程。运算放大器具有以下特点，当输出端不加电源电压时，正相输入端（+）和反相输入端（－）被认为施加了相同的电压，也就是说可以认为是虚短路。所以，当正相输入端（+）为0V时，A点的电压也为0V。根据欧姆定律，可以得出经过R 1 的I 1 =Vin/R 1 。 图2：反相放大器电路 另外，运算放大器的输入阻抗极高，反相输入端（－）中基本上没有电流。因此，当I 1 经由A点流向R 2 时，I 1 和I 2 电流基本相等。由以上条件，对 R 2 使用欧姆定律，则得出Vout=－I 1 ×R 2 。I 1 为负是因为I 2 从电压为0V的点A流出。换一个角度来 看，当反相输入端(－)的输入电压上升时，输出会被反相，向负方向大幅度放大。由于这个负方向的输出电压经由R 2 与反相输入端相连，因此，会使反相输入端(－)的电压上升受阻。反相输入端和正相输入端电压都变为0V，输出电压稳定。 那么我们通过这个放大器电路中输入与输出的关系来计算一下增益。增益是Vout和Vin的比，即Vout/Vin=（－I 1 ×R 2 ）/（I 1 ×R 1 ）=－R 2 /R 1 。所得增益为－表示波形反相。 在这个算公式中需要特别注意的地方是，增益仅由R 1 和R 2 电阻比决定。也就是说。我们可以通过改变电阻容易地改变增益。在具有高增益的运算放大器上应用负反馈，通过调整电阻值，就可以得到期望的增益电路。 运算放大器的基本(2) — 正相放大器电路 与反相放大器电路相对， 图3所示电路叫做正相放大器电路。与反相放大器电路最大的不同是，在正相放大器电路中，输入波形和输出波形的相位是相同的，以及输入信号是加在正相输入端（+）。与反相放大器电路相同的是，两个电路都利用了负反馈。 我们来看一下这个电路的工作过程。首先，通过虚短路，正相输入端（+）和反相输入端 （－）的电压都是Vin，即点A电压为Vin。根据欧姆定律，Vin=R 1 ×I 1 。另外，运算放大器的两个输入端上基本没有电流，所以 I 1 =I 2 。而Vout为R 1 与R 2 电压的和，即Vout=R 2 ×I 2 +R 1 ×I 1 。 整理以上公式可得到增益G，即G=Vout/Vin=（1+R 2 /R 1 ）。 图3：正相放大器电路 如果撤销这个电路中的R 1 ，将R 2 电阻变为0Ω 或者短路，则电路变为增益为1的电压跟随器。这种电路常用于阻抗变换和缓冲器中。 输入值的判定 — 比较器 Comparator也可称为比较器，比较两个电压的大小，然后输 出1（+侧的电源电压，图示为VDD）或0（－侧的电源电压）。比较器常常用于检测输入是否达到规定值。也可以用运算放大器来代替比较器，但一般情况下使用专用的比较器IC。比较器和运算放大器使用相同电路符号。 比较器电路如图4所示。我们来看一下这个电路的工作过程。首先应该注意，这个电路中没有正反馈也没有负反馈。放大Vin和VREF的差值，从Vout输出。例如，Vin大于VREF时，放大输出的Vout上升至+侧的电源电压，达到饱和。Vin小于VREF时，输出Vout下降至－侧电源电压达到饱和。 通过这个动作，Vin和VREF的比较结果在Vout上输出。 实际应用中，一般使图4电路上产生滞后（用于防止错误动作的电压领域），如图5，Vin会产生一些噪波，但仍可稳定动作。 图4：比较器电路 图5：有滞后效应的比较器电路 利用正反馈的发振电路 负反馈动作中，从输出返到输入的信号越大，则输出越小。于此相反，正反馈中，从输出返到输入的 信号越大，则输入越大。当正反馈动作中增益大于1时，电路振荡。将这种振荡合理利用到电路中，就形成振荡电路。 图6的不稳定多谐振荡器就是一个振荡电路。 图6：不稳定多谐振荡器电路 +侧最大值V L 和－侧最大值 V L 都是不稳定的，两个数值不断变化，因此称之为不稳定。我们来看看这个电路中的动作。首先，输出Vout经由R 2 反馈至正相输入端（ +），这是一个正反馈电路。然后在输入Vout上应用R 3 和C，这是一个积分电路。大家可能会觉得积分电路很难，实际上，我们可以将它简单理解为， 输出在Vout上的电压的一部分，缓缓储存到电容器的一个过程电路。在初始状态中，通过正反馈电路Vout迅速增大并达到最大值（V L ）。 然后， 通过R 3 和C构成的积分电路，缓缓增加反相输入端（－）。经过一定时间，正相输入端（＋）的电压超过反相输入端（－）电压，相当于在差动输入上输 入负电压，则Vout在负侧上迅速增大达到－V L 。Vout变为负，通过R 3 和C构成的积分电路，反相输入端（－）电压缓缓增大。经过一定 时间后，反相输入端电压超过正相输入端（＋）的电压，相当于在差动输入上输入了正电压，则Vout向正方向迅速变化。这个过程不断重复，在Vout交替出现 V L 和－V L ，从而实现振荡电路动作。 来源：renesas

引言 近年来，电池供电电子产品的普及使功耗成为模拟电路设计人员越来越重视的问题。本文中将介绍如何使用低功耗运算放大器进行系统设计，同时也会涉及具有低电源电压能力的低功耗运算放大器及其应用，并讨论如何正确理解运算放大器规格书中的规格参数，综合考虑电路设计上的节能技术，实现更高效的器件选型。 了解运算放大器电路中的功耗 首先，我们会讨论具有低静态电流 (I Q ) 的放大器以及增加反馈网络电阻值与功耗的关系。 让我们首先考虑一个可能需要关注功率的示例电路：电池供电的传感器在 1kHz 时生成 50mV 幅度和50mV偏移的模拟正弦信号。信号需要放大到0V至3V 的范围以进行信号调节（图 1），同时要尽可能节省电池电量，这将需要增益为 30V/V的同相放大器配置， 如图 2 所示。那么，我们应该如何来优化该电路的功耗呢？ 图 1 : 示例电路中的输入及输出信号（图片来源: Texas Instruments） 图 2：传感器放大电路（图片来源: Texas Instruments） 运算放大器电路的功耗由多种因素组成，分别是静态功率、运算放大器输出功率和负载功率。静态功率 (或简称P Quiescent ) 是保持放大器开启所需的功率，数据表中一般以 I Q （静态电流）表示，例如下图中Texas InstrumentsOPA391规格书中的显示。 图3：TI OPA391运放的静态电流 (图片来源: Texas Instruments) 输出功率 ( P Output )是运算放大器输出级驱动负载时消耗的功率。最后，负载功率 ( P Load )是负载本身消耗的功率。 在本例中，我们有一个单电源运算放大器，其正弦输出信号具有直流电压偏移。因此，我们将使用以下等式来计算总平均功率 (P total avg ) 。电源电压由V+表示， V off 是输出信号的直流偏移，V amp 是输出信号的幅度，R Load 是运算放大器的总负载电阻。需要留意的，平均总功率与I Q 直接相关成正比，而与R Load 成反比。 选择具有合适 I Q 的元器件 由于从以上公式5和6中有多个可变项，在选料时最好只考虑一项。选择具有低I Q 的放大器是降低整体功耗的最直接策略。当然，在这个过程中有一些权衡。例如，具有较低I Q 的设备通常具有较低的带宽、较大的噪声并且可能更难以稳定。 由于不同类型的运算放大器的 I Q 可能存在倍数级的差异，因此花时间选择合适的放大器是值得的。以下引用TI TLV9042、OPA2333、OPA391和TLV8802作比较。单纯从数字上的分析，对于需要最大功率效率的应用，TLV8802 将是一个很好的选择。 表1 : 各类低功耗运算放大器比较表 降低负载网络的电阻值 现在继续考虑公式 5 和 6 中的其余项。 V amp 项相互抵消，对P total,avg 和V off 没有影响，通常由应用中预先确定。换句话说，系统无法使用V off 来降低功耗。类似地，V+轨电压通常由电路中可用的电源电压设置。另外，R Load 也是由应用预先确定的。但是，R Load 是包括任何负载输出的组件，而不仅是负载电阻器R L 。在图 1 所示电路的情况下，R Load 将包括R L 和反馈组件R1和R2。因此，R Load 将由等式7和8定义如下。 通过增加反馈电阻的值，系统中放大器的输出功率亦相应降低。当P output 支配P Quiescent 时，此技术特别有效，但也有其局限性。如果反馈电阻变得明显大于R L ，则R L 将主导R Load ，从而使功耗停止下降。大反馈电阻器还会与放大器的输入电容相互作用，使电路不稳定并产生明显的噪声。 为了最大限度地减少这些组件的噪声产生，最好将在每个运算放大器输入端（见下图4）看到的等效电阻的热噪声与放大器的电压噪声频谱密度进行比较。经验法则是确保放大器的输入电压噪声密度规格至少是从放大器的每个输入端观察到的等效电阻的电压噪声的三倍。 图4：电阻器热噪声（图片来源: Texas Instruments） 现实世界中的例子 使用这些低功耗设计技术，让我们回到最初的问题：在1kHz下生成0到100mV模拟信号的电池供电传感器需要30V/V的信号放大率。下图5比较了两种设计。左侧的设计使用典型的3.3V电源、尺寸不考虑节能的电阻器和 TLV9002通用运算放大器。右侧的设计使用更大的电阻值和更低功耗的TLV9042运算放大器。请注意，当TLV9042反相输入端等效电阻约为9.667kΩ時，噪声频谱密度是少于放大器的宽带噪声的三分之一，以确保运算放大器的噪声在电阻器产生的任何噪声中占主导地位。 图5：典型设计与细微的设计（图片来源: Texas Instruments） 使用图5中的值、设计规范和两款运算放大器的规格，可以利用公式6分别得出TLV9002设计和TLV9042设计的P total,avg 。结果分别显示于公式 9 和 10 。 从以上结果得出，TLV9002设计的功耗是TLV9042设计的四倍多。这是较高放大器I Q 的结果，亦显示利用高I Q 的运算放大器，就算尝试使用低反馈电阻值的情况下，亦不会有显著的功耗节省。以上例子我们有两个技巧，就是增加电阻值和选择具有较低静态电流的运算放大器。这两种策略在大多数运算放大器应用中都可用。 使用低电压轨省电 再重温公式 1 和 6 定义具有正弦信号和直流偏移电压的单电源运算放大器电路的平均功耗： 另外，从公式6中的V+是代表线路的电源轨 (V+)，它是直接与功耗成正比，所以将电源轨 (V+)设置为电路中最低可用的电源电压，这也是一个降低功耗的方法。许多运算放大器的最低电源电压范围为2.7V或3.3V。之所以有此限制的原因，与将内部晶体管维持在所需工作范围内所需的最低电压有关。一些运算放大器设计用于低至1.8V甚至更低的电压。例如，TLV9042通用运算放大器可以在1.2V电压轨下工作。 电池供电的应用 当今的传感器和智能设备大部份是由电池供电，电池的端电压在放电时会从其标称额定电压降低。例如，一节碱性AA电池的标称电压为1.5V。第一次空载测量时，实际端电压可能接近1.6V。随着电池放电，该端电压会下降到1.2V甚至更远。 使用能够在低至1.2V 的电压下工作的运算放大器而不是更高电压的运算放大器进行设计，可提供以下优势： 1. 运算放大器电路将继续工作更长时间，即使电池接近其充电周期的终点并且其端电压下降。 2. 运算放大器电路可以使用一个1.5V电池工作，而不需要两个电池来形成3V电源轨。 要了解为什么较低电压的运算放大器可以从电池中获得更长的寿命，请考虑图6中所示的电池放电图。电池通常具有类似于此曲线的放电周期。电池的端电压将开始接近其标称额定值。随着电池随时间放电，端电压会逐渐降低。一旦电池接近充电结束，电池的端电压将迅速下降。如果运算放大器电路仅设计为在接近电池标称电压的电压下工作，例如 V 1 ，则电路的工作时间t 1 将很短。然而，使用能够在稍低电压下工作的运算放大器，例如V 2 ，可显著延长电池的工作寿命t 2 。 图6：单节电池的典型放电曲线（图片来源: Texas Instruments） 虽然这种影响会因电池类型、电池负载和其他因素而异，不过很明显，拥有低运作电源的运算放大器比有较长的运作时间。 低电压数字逻辑电平 对数字和模拟电路使用低电压轨的应用也可以利用具有低电源电压能力的低功耗运算放大器。数字逻辑具有从5V到1.8V及以下的标准电压电平（图 7）。与运算放大器电路一样，数字逻辑在较低电压下变得更加节能。因此，较低的数字逻辑电平通常更可取。 为了简化设计过程，您可以选择为您的模拟和数字电路使用相同的电源电压电平。在这种情况下，具有1.8V能力的运算放大器（例如高精度、宽带宽OPA391或成本优化的TLV9001）可以证明是有其优势的。但需要留意的是，如果要求设计能应用于1.2V数字轨，线路系统中必须确保清除任何可能从数字电路泄漏到模拟设备电源引脚的噪声。 图 7：标准逻辑电平 (图片来源: Texas Instruments) 总结 在本文中，我们介绍了如何利用运算放大器的参数规格快速找出能提供低功耗特性的运算放大器，这些方法包括在频宽容许下，选择低静态电流的运算放大器，以及在反馈电路中选择较大数值的电阻器。选择使用低电压轨及低电压数字逻辑电平，也是确保运算放大器低功率时可以考虑的另外两个因素。 来源：tdk

首先，我们讨论具有低静态电流 (IQ) 的放大器以及增加反馈网络电阻值与功耗的关系。 让我们首先考虑一个可能需要关注功率的示例电路：电池供电的传感器在 1kHz 时生成 50mV 幅度和 50mV 偏移的模拟正弦信号。信号需要放大到 0V 至 3V 的范围以进行信号调节（图 1），同时要尽可能节省电池电量，这将需要增益为 30V/V 的同相放大器配置， 如图 2 所示。那么，我们应该如何来优化该电路的功耗呢？ 图 1 : 示例电路中的输入及输出信号（图片来源: Texas Instruments） 图 2：传感器放大电路（图片来源: Texas Instruments） 运算放大器电路的功耗由多种因素组成，分别是静态功率、运算放大器输出功率和负载功率。静态功率 (或简称 P Quiescent ) 是保持放大器开启所需的功率，数据表中一般以 I Q （静态电流）表示，例如下图中 Texas InstrumentsOPA391 规格书中的显示。 图3：TI OPA391运放的静态电流 (图片来源: Texas Instruments) 输出功率 ( P Output )是运算放大器输出级驱动负载时消耗的功率。最后，负载功率 ( P Load )是负载本身消耗的功率。 在本例中，我们有一个单电源运算放大器，其正弦输出信号具有直流电压偏移。因此，我们将使用以下等式来计算总平均功率 (P total avg ) 。电源电压由V+表示， V off 是输出信号的直流偏移，V amp 是输出信号的幅度，R Load 是运算放大器的总负载电阻。需要留意的，平均总功率与 I Q 直接相关成正比，而与 R Load 成反比。 选择具有合适 I Q 的元器件 由于从以上公式5和6中有多个可变项，在选料时最好只考虑一项。选择具有低 I Q 的放大器是降低整体功耗的最直接策略。当然，在这个过程中有一些权衡。例如，具有较低 I Q 的设备通常具有较低的带宽、较大的噪声并且可能更难以稳定。 由于不同类型的运算放大器的 I Q 可能存在倍数级的差异，因此花时间选择合适的放大器是值得的。以下引用 TI TLV9042、OPA2333 1、OPA391 和 TLV8802作比较。单纯从数字上的分析，对于需要最大功率效率的应用，TLV8802 将是一个很好的选择。 表1 : 各类低功耗运算放大器比较表 降低负载网络的电阻值 现在继续考虑公式 5 和 6 中的其余项。 V amp 项相互抵消，对 P total,avg 和 V off 没有影响，通常由应用中预先确定。换句话说，系统无法使用Voff来降低功耗。类似地，V+ 轨电压通常由电路中可用的电源电压设置。另外，R Load 也是由应用预先确定的。但是，R Load 是包括任何负载输出的组件，而不仅是负载电阻器 RL。在图 1 所示电路的情况下，R Load 将包括 R L 和反馈组件 R1 和 R2。因此，R Load 将由等式7和8定义如下。 通过增加反馈电阻的值，系统中放大器的输出功率亦相应降低。当P output 支配 P Quiescent 时，此技术特别有效，但也有其局限性。如果反馈电阻变得明显大于 R L ，则 R L 将主导 R Load ，从而使功耗停止下降。大反馈电阻器还会与放大器的输入电容相互作用，使电路不稳定并产生明显的噪声。 为了最大限度地减少这些组件的噪声产生，最好将在每个运算放大器输入端（见下图4）看到的等效电阻的热噪声与放大器的电压噪声频谱密度进行比较。经验法则是确保放大器的输入电压噪声密度规格至少是从放大器的每个输入端观察到的等效电阻的电压噪声的三倍。 图4：电阻器热噪声（图片来源: Texas Instruments） 现实世界中的例子 使用这些低功耗设计技术，让我们回到最初的问题：在 1kHz 下生成 0 到 100mV 模拟信号的电池供电传感器需要 30V/V 的信号放大率。下图5比较了两种设计。左侧的设计使用典型的 3.3V 电源、尺寸不考虑节能的电阻器和 TLV9002 通用运算放大器。右侧的设计使用更大的电阻值和更低功耗的 TLV9042 运算放大器。请注意，当 TLV9042 反相输入端等效电阻约为 9.667kΩ 時，噪声频谱密度是少于放大器的宽带噪声的三分之一，以确保运算放大器的噪声在电阻器产生的任何噪声中占主导地位。 图5：典型设计与细微的设计（图片来源: Texas Instruments） 使用图5中的值、设计规范和两款运算放大器的规格，可以利用公式6分别得出 TLV9002 设计和 TLV9042 设计的 Pt otal,avg 。结果分别显示于公式 9 和 10 。 从以上结果得出，TLV9002 设计的功耗是 TLV9042 设计的四倍多。这是较高放大器 I Q 的结果，亦显示利用高 I Q 的运算放大器，就算尝试使用低反馈电阻值的情况下，亦不会有显著的功耗节省。以上例子我们有两个技巧，就是增加电阻值和选择具有较低静态电流的运算放大器。这两种策略在大多数运算放大器应用中都可用。 使用低电压轨省电 再重温公式 1 和 6 定义具有正弦信号和直流偏移电压的单电源运算放大器电路的平均功耗： 另外，从公式6中的V+是代表线路的电源轨 (V+)，它是直接与功耗成正比，所以将电源轨 (V+)设置为电路中最低可用的电源电压，这也是一个降低功耗的方法。许多运算放大器的最低电源电压范围为 2.7V 或 3.3V。之所以有此限制的原因，与将内部晶体管维持在所需工作范围内所需的最低电压有关。一些运算放大器设计用于低至 1.8V 甚至更低的电压。例如，TLV9042 通用运算放大器可以在 1.2V 电压轨下工作。 来源：digikey

《运算放大器参数解析与ltspice应用仿真》是2021年人民邮电出版社出版的图书，本书在阐述运算放大器原理的基础上，逐一讨论运算放大器参数的应用，并介绍了LTspice的基本使用方法。 本书在阐述运算放大器原理的基础上，逐一讨论运算放大器参数的应用，并介绍了LTspice的基本使用方法。笔者从支持过的600余例项目中，精选取10余项具有代表性的放大器设计案例，从工程师设计的角度深入分析参数的应用，并配合50余例LTspice仿真电路，用实际运算放大器的模型验证参数的特性。 本书第一章是基础内容，介绍理想放大器的特性，放大器的种类、使用原则，以及放大器基础电路和电路分析方法。第二章参考实际放大器的数据手册，使用超大篇幅解析全部参数的意义、注意事项，并配合精典案例和仿真电路，帮助读者全面理解参数的意义与运用。第三章介绍了仪表放大器、跨阻放大器、全差分放大器、电流检测放大器的使用注意事项和辅助设计工具。第四章介绍模拟电路系统设计，包括电源、传感器简介、放大器误差分析，滤波器设计和相应的辅助工具等。第五章介绍LTspice的基本使用方法。 第 1章　运算放大器基础 1 1.1　运算放大器概述　1 1.2　理想放大器　1 1.3　放大器的基本组成　2 1.4　放大器分类　2 1.5　放大器反馈方式　3 1.5.1　正反馈——施密特触发器　3 1.5.2　负反馈——输入端“虚短、虚断” 特性　5 1.6　电路分析基础　5 1.6.1　基尔霍夫定律　5 1.6.2　叠加定律　5 1.6.3　戴维南定理　6 1.7　运算放大器基础电路　6 1.7.1　反相放大电路　6 1.7.2　同相放大电路　8 1.7.3　求和电路　9 1.7.4　积分电路　10 1.7.5　微分电路　12 1.7.6　差动放大电路　13 第　2章 放大器参数解析　15 2.1　放大器数据手册概述　15 2.2　失调电压与漂移　18 2.2.1　失调电压案例分析　18 2.2.2　失调电压定义　20 2.2.3　失调电压产生原因　21 2.2.4　失调电压漂移定义　23 2.2.5　失调电压测量与仿真　25 2.2.6　失调电压处理方法　25 2.2.7　噪声增益评估输出失调电压　27 2.3　偏置电流与失调电流　28 2.3.1　偏置电流与失调电流的定义　28 2.3.2　偏置电流案例分析　29 2.3.3　偏置电流产生的原因　31 2.3.4　偏置电流、失调电流的测量与仿真　32 2.3.5　偏置电流处理方法　35 2.3.6　放大器的总失调电压　35 2.4　共模抑制比　36 2.4.1　共模抑制比定义及影响　36 2.4.2　共模抑制比案例分析　37 2.4.3　影响放大器共模抑制比的因素　39 2.4.4　电路共模抑制比与电阻误差　41 2.4.5　电路共模抑制比与信号源阻抗　42 2.4.6　共模抑制比测量方法　43 2.4.7　单位——分贝　46 2.5　电源抑制比　46 2.5.1　电源抑制比定义及特性　47 2.5.2　电源抑制比测量与仿真　48 2.5.3　提高电源抑制比方法　50 2.6　开环增益　50 2.6.1　开环增益与大信号电压增益定义　50 2.6.2　开环增益仿真　51 2.6.3　开环增益与线性度　52 2.7　电压噪声与电流噪声　53 2.7.1　统计学基础　53 2.7.2　噪声密度与带宽　55 2.7.3　半导体噪声类型与计算　56 2.7.4　放大电路总噪声的评估与仿真　57 2.7.5　放大器噪声评估案例　61 2.8　增益带宽积　62 2.8.1　波特图与极点、零点介绍　63 2.8.2　增益带宽积与单位增益带宽定义　66 2.8.3　增益带宽积与闭环回路带宽分析　67 2.8.4　闭环回路带宽案例　68 2.9　相位裕度与增益裕度　71 2.9.1　相位裕度与增益裕度的定义　71 2.9.2　相位裕度与放大器稳定性原理分析　72 2.9.3　相位裕度与放大器稳定性仿真　76 2.10　压摆率与满功率带宽　79 2.10.1　压摆率与满功率带宽的定义　79 2.10.2　压摆率限制原因和影响因素　81 2.10.3　压摆率测试仿真　82 2.10.4　压摆率与满功率带宽案例分析　85 2.11　建立时间　86 2.11.1　建立时间定义　87 2.11.2　建立时间仿真　87 2.12　输入阻抗　89 2.12.1　放大器输入阻抗模型　89 2.12.2　输入电容对闭环回路带宽的 影响与仿真　91 2.13　输出阻抗　93 2.13.1　开环输出阻抗与闭环输出电阻区别　93 2.13.2　开环输出阻抗计算　94 2.14　容性负载驱动　96 2.14.1　容性负载驱动定义　96 2.14.2　容性负载对稳定性的影响　97 2.14.3　容性负载驱动的补偿方法与仿真　98 2.15　输入电压范围与输出电压范围　100 2.15.1　输入电压范围　100 2.15.2　高输出电压与低输出电压　101 2.15.3　轨到轨含义　102 2.16　总谐波失真与总谐波失真加噪声　103 2.16.1　总谐波失真与总谐波失真加 噪声的定义　103 2.16.2　总谐波失真加噪声影响因素　104 2.17　功耗　105 2.17.1　静态电流与静态功耗　106 2.17.2　短路电流、输出电流与输出级 晶体管功耗　107 2.18　多路放大器的通道隔离度　108 2.19　芯片热阻　109 2.20　额定值　109 第3章　专用放大器　111 3.1　仪表放大器　111 3.1.1　仪表放大器的定义与特性　111 3.1.2　仪表放大器有效工作配置　112 3.1.3　仪表放大器失调电压分析　115 3.1.4　仪表放大器噪声分析　117 3.1.5　仪表放大电路提高共模抑制比的 方法　118 3.2　跨阻放大器　120 3.2.1　跨阻放大器稳定性分析　120 3.2.2　跨阻放大器的PCB设计　123 3.3　全差分放大器　124 3.3.1　全差分放大器特点　124 3.3.2　全差分放大电路输入端配置　126 3.3.3　全差分放大电路噪声评估　129 3.4　电流检测放大器　130 3.4.1　低边测量方法　131 3.4.2　高边测量方法　131 第4章　模拟电路系统设计　133 4.1　电源设计　133 4.1.1　线性电源参数分析　133 4.1.2　开关电源设计方法　135 4.2　传感器类型简介　140 4.3　放大电路误差分析　141 4.3.1　单级放大电路总输出误差　141 4.3.2　多级放大电路直流误差分析　141 4.4　滤波器设计　144 4.4.1　系统噪声与滤波分析　144 4.4.2　Sallen-Key滤波器理论分析　145 4.4.3　有源低通滤波器设计工具　147 4.5　SAR型ADC驱动　148 4.5.1　SAR型ADC模型与驱动原理　149 4.5.2　SRA型ADC驱动辅助工具使用　151 4.5.3　LTspice仿真SAR型ADC驱动　152 第5章　LTspice使用基础　154 5.1　LTspice概述　154 5.2　LTspice界面介绍与控制面板　155 5.2.1　基础界面　155 5.2.2　控制面板　155 5.3　LTspice电路与符号设计　161 5.3.1　电路图绘制　161 5.3.2　层级电路设计　163 5.3.3　SPICE新模型导入　164 5.3.4　通用放大器模型　165 5.4　激励配置　166 5.4.1　直流信号与交流信号源　166 5.4.2　方波　166 5.4.3　正弦波　167 5.4.4　指数波　167 5.4.5　单频调频波　168 5.4.6　折线波　169 5.4.7　大数据量折线波　169 5.5　设置仿真指令　170 5.5.1　仿真指令编辑方式　170 5.5.2　.OPTIONS指令集　170 5.5.3　.STEP变量扫描　172 5.5.4　.PARAM自定义参数　172 5.5.5　.MEASURE测量指令　174 5.5.6　.FUNC自定义函数　176 5.5.7　.TEMP温度扫描　177 5.5.8　.NODEALIAS节点短路　177 5.5.9　.FOUR瞬态分析后傅里叶计算　178 5.5.10　.GLOBAL声明全局节点　178 5.5.11　.IC初始状态设定　178 5.5.12　.NODESET 直流分析初始设定　178 5.5.13　.NET交流分析中网络参数计算　178 5.5.14　.SAVEBIAS工作点保存　178 5.5.15　.LOADBIAS加载以前求解的瞬态 分析结果　179 5.5.16　.INCLUDE其他文件读取　179 5.5.17　.LIB库文件读取　179 5.5.18　.Model模型定义　179 5.5.19　.SAVE保存指定数据　179 5.6　仿真分析　180 5.6.1　仿真类别　180 5.6.2　瞬态分析　180 5.6.3　交流分析　181 5.6.4　DC SWEEP分析　181 5.6.5　噪声分析　182 5.6.6　直流小信号分析　182 5.6.7　静态工作点分析　183 5.7　波形观测　184 5.7.1　波形显示基本操作　184 5.7.2　波形曲线与显示栏调整　185 5.7.3　波形曲线运算处理　185 5.7.4　功率计算　186 5.7.5　FFT计算　186 参考文献　187 LTspice软件 最后，因为疫情，目前被隔离，书籍没有在一起，后期解封后在进行补充解读，谢谢。

集成运放的应用:滤波电路. 有低通,高通,带通,带阻滤波器 最简单的滤波电路,例如无源低通滤波电路 其波特图与 存在两个问题,一是低通时Au太小近似=1,二是在Au下降到70.7％后,频率下降的太慢.每十倍频下降10dB 我们理想的情况是,在下降到3dB出后,Au能近似=0. 为此引入运放,来增加Au和优化高频区特性. 一阶有源低通滤波器,把低通电路的输入接到运放同相输入端 无源低通滤波器工作时的Au被放大1+Rf/R1倍 为了提高高频区下降速率引入二阶低通滤波器 这里R3=R2=R阻值相同,C2=C1 根据m点的电流方程 Q叫做谐振回路品质因数,1/Q叫做阻尼系数 此时高频区以每10倍频/40分贝下降 由于下降得太快,要保证在接近截止频率的Au,特地在运放输入端引入正反馈以提高Au. 在接近fp时每一级相移不超过-45度,两级RC回路产生的相移不超过-90度,所以能保证输出还是正的.也保证正反馈的正常工作. Q的作用. 这是不同Q下的幅频特性 可见在fp处Au突然变大而且Q值越大,Au越变的越剧烈. 一般希望Q=1 所以在设置负反馈时要注意不能让RF=2R1,否则Q=∞. 高通滤波器 其中R3=R2=R C2=C1 当我们把低通滤波器里的JωCR换成1/JωCR,即可得到高通的波特图 同样的 带通滤波器 实际上就是一个,高通滤波器和低通滤波器的串联 fL 要求R4=R2;2*R3=R4;c1=c2 R3正反馈 同样可化的 Q越大选频特性越好. 通带宽度B=f2-f1=(3-Aup)fo=fo/Q 带阻滤波器 电路 高频时信号从C2,C1输入 低频时信号从R2,R4输入 中频时信号经R2,C3接地.没有输入 R2=R4=R R3=2R C2=C1=C; C3=2C 同样 fp=1/2πRC Aup=(1+RF/R1) 而 当f=fp时Au=0,具有带阻的功能 可见Q值越大,选频特性越好 阻带宽度B=f2-f1=2(2-Aup)fo=fo/Q 电压比较器 输入和阈值电压进行比较,大于或小于阈值电压,输出发生突变 1.过零比较器 阈值电压UT=0v 传输图像 一般我们想要控制电路的输出幅值,所以不会让输出达到最大值 一般是让负载和稳压管并联.当一个管子被击穿,另一个管子导通,输出被限幅.在输出还会加上限流电阻,以保护稳压管,并给它分压.图中没画. 下面计算时,一般忽略导通压降,默认UO=|Uz| 这样输出电压就控制在了Uo=+Uz/-Uz 由于同相输入端接地 我们可以用虚地U+=U-=0,实现同样的限幅功能 单限比较器 这种比较的优点是可以设置阈值电压 D1,D2限幅 ,UREF是设置电压 U-这个输入相对的阈值电压.UT=0; 根据叠加定理 当输出准备变化时,U-=0; 也就是说当 时,U-等于0,此时输出处于变化的临界状态. 把此事的输入电压叫做阈值电压. 可以看到阈值电压仅由Uerf和R1,R2决定. 滞回比较器 当输入的信号受到噪声,干扰时输入就会变化. 我们想要一种比较器能够高一定抗一定干扰. 当信号只沿一个方向变化时信号输出只变化一次 UREF是设置电压 为了保证参数对称R1=R2//RF R作用是限流的,D1,D2稳定输出电压 由虚短U+=U-; 也就是输入和U+比较 叠加定理 由于输出Uo可正可负. 所以UT也是变化的 设Uz<0时为UT- 0时UT+ UT+时,输出Uz<0,此时阈值电压为UT- UT-,反向输入端大于同相输入端,所以输出还是Uz- 输出不变. 同理输入Ui下降到小于UT-,输出Uz+,阈值电压变为UT+ 0,输出不变. ◬UT=UT+-UT-=2(RF)UT/(RF+R2) ◬UT称为门限宽度. 门限宽度与UERF无关,当改变它时,仅UT变化在坐标轴上左右平移. 双线比较器 输入接在两个单线比较器上 UR1,UR2是阈值电压 UR2 0 当Ui