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概述 说明（一）主要为了简单阐释比较器检测模拟脉冲时，如何获得更佳的CTR测量值，本文接下来介绍在SiPM读出测试系统不断迭代过程中，对于比较器性能的要求更加具体，并最终确定系统对比较器指标需求。 SiPM读出测试系统中高速比较器 在笔者多年之前的几篇博文比如《 恒比定时甄别器（CFD）电路具体实现探讨 》中有提到使用过比较器，SiPM读出系统初代，就是延续上一代PMT原型机系统，所以高速比较器继续使用之前的型号，即美信的MAX9601EUP，其关键指标如下。 500ps传播延迟 通道间传播延迟最小偏差是10ps 追踪频率4GHz 最初开展SiPM测试系统设计的时候，比较器这块，主要还是集中关注上述指标，而且经过了PMT系统的验证，MAX9601EUP性能得到了很好的验证。但是经过几代SiPM读出测试系统的迭代，使我们认识到这款比较器对于获得更佳CTR时的缺陷，后面具体描述这些“缺陷”。 比较器输入端操作区别 基于PMT的PET系统在对时间信号检出的时候，分别使用了CFD（Constant Fraction Timing）和LED（前沿甄别）方式。SiPM读出测试系统则只选择使用LED方式。但是二者使用LED时还是有些许差别，主要在于比较器输入级。PMT系统在检出时间脉冲的时候，并未要求具体的参考阈值，所以当时更多的关注于脉冲的检出。而SiPM读出系统，除了关注脉冲的检出，更加着重关注检出脉冲的时间精度。如图1所示，SiPM的快速时间脉冲的基线要求严苛，这样可以确保高速比较器可以在检出该脉冲的时候施加更低的参考阈值电压。可以看到图1中绿线所示的快速时间脉冲基线噪声被控制在1mV以内了，所以理论上参考阈值电压可以设置到1mV以内。而12-bit的DAC可以确保DAC设置最小步进为0.3mV。 图1：SiPM读出测试系统产生的时间脉冲 高速比较器使用不当带来的问题 在之前的文章《三代SiPM测试板振铃问题记录》中，提到在三代测试系统中，比较器在参考阈值设置较低时造成了严重的振铃问题。这在PMT系统中从未发生过，通过分析，之所以在PMT系统中并未出现振铃，是因为当时并未使用如此之低的参考阈值电平。那为何参考阈值低到一定程度就会带来了振铃问题呢？而高于这个水平的阈值又能安全使用？这应该是就是高速比较器使用不当带来的问题。 通过分析，我们认为是由于比较器与后级电路连接的时候，接收侧端接不完美带来了此问题。所以在进行第四次迭代的时候，主要针对上文提到的振铃问题进行完善。另外，为何参考阈值设置更低时会带来振铃问题，是否间接验证了在《比较器检测模拟脉冲说明（一）》中提到的参考阈值电压设置越低，会给系统带来更佳的CTR测试结果。因为，参考阈值电压设置越低，检测的信号频率更高，脉冲前沿上升时间更短、更快。 那么，所谓的端接非完美到底是个什么问题呢，如图2所示，比较器的PECL差分输出与后级单端ECL互联的时候，进行了完美的端接。而我们的PMT还是SiPM读出测试系统仅在发送端，即比较器输出侧，施加了Y型端接处理，而在后级接收侧并未进行任何端接处理。 图2：比较器PECL输出的完美端接 图3：当参考阈值电压设置较高时比较器输出正常，振铃也不会产生 如图3所示，如果三代，及之前版本，比较器与后级端接不完美，那么比较器在较高参考阈值电压情况下工作是没有太大问题的。而一旦参考阈值电压设置较低时，就会出现前文提到的振铃问题。 那么是否进行了完美端接后，电路就可以正常工作了呢？答案是否定的。这确实出乎了我们的预料。完美端接后，参考阈值甚至不能安全地设置比三代更低。那么到底是出现了什么问题呢？其实可以在图3上发现些许端倪，即比较器输出脉冲下降沿有额外的台阶出现。由于出现了此额外的“台阶”问题，所以当参考阈值电压设置更低的时候，该“台阶”可能会变得更高、更长，这样与后级元件产生不可预知的不利影响，导致输出脉冲拉高后无法拉低，如图4所示。 图4：更低的参考阈值设置造成比较器输出脉冲拉高之后无法轻易拉低 参考 Development of Multi-Channel Fast SiPM Readout Electronics for Clinical TOF PET Detector MAXIM, Dual ECL and Dual/Quad PECL, 500ps, Ultra-High-Speed Comparators

概述 SiPM读出测试系统经过前面几代修改，基本结构也已经定型下来，后面努力的方向是在此基础之上，如何将性能更进一步的优化提高。 SiPM测试板从版本3开始将主要电源模块和读出电路分开成独立的两块板子，版本3遇到了比较器输出到或门的时间信号链路上的振荡问题。为了解决该振荡问题，进行了改版，即版本4，主要在版本3的基础上，修改了比较器与或门之间的ECL走线的端接问题，以及尽量缩小该走线的长度，并让这些高速走线尽量不要靠近板子边沿。 PET系统概览 PET实物架构如图1左侧所示，而图1右侧显示了PET基本工作原理，PET类似被动雷达一样接收来自病人体内因为代谢发生的正电子湮灭产生的伽马射线对。后台通过解算这些大量伽马射线对来获取图中湮灭发生的物理位置，找到了该位置，就帮助医生找到了病灶的位置。方向近乎反向的射线对，有个专业名称叫响应线，即LOR（Line of Response），PET成像的基础就是众多LOR的集合。 图1：PET实物架构及基本工作原理示意图 SiPM读出电路简介 SiPM读出电路是整个基于SiPM的PET的关键的前端电路系统，它可以将SiPM探测的伽马光子信息转换为电信号输出。根据SiPM厂家不同，读出电路有些微差别。如图2所示，是由日本滨松公司提供的SiPM读出系统框图，其读出电路已经完成ASIC封装设计。可以看到滨松的SiPM器件只有单一输出，所以需要在读出电路中分离出能量和时间处理分支。 图2：滨松给出SiPM读出系统 而参考 使用了SensL（目前已被安森美公司收购）的SiPM，SensL的SiPM输出分成了两部分，一部分是标准输出，一部分是快速输出。所谓标准输出就是慢速分量，用于能量处理，快速输出则用于时间处理，如图3所示为其读出系统框图。 图3：使用安森美公司的SiPM的读出系统框图 图3中安格尔（Anger）逻辑由模拟电路直接实现，并输出的E、X和Y会送入后级的ADC进行模数转换，而比较器和或门处理后的时间脉冲T则会送入后级的TDC模块。 SST开发的SiPM读出电路特点 图2所示的滨松公司提供读出电路属于典型的TOT处理模式，ASIC并未进行完整的能量处理。SST采样了滨松的SiPM器件，而整体读出电路更接近于图3所示的结构。借鉴了软件无线电思路，将ADC尽量前移，数字化更靠近Anger算法的输入端，直接将ABCD整型信号数字化，Anger算法在后级的FPGA中通过可编程逻辑进行数字化设计完成。另外，时间支路脉冲也直接送入FPGA，因为TDC也可以有FPGA来实现。对比图3和图4，SST全面践行“软件无线电”思路，将数字化尽可能前移。如图4所示，SST开发的SiPM读出电路结构框图。 后续将重点讨论如何将比较器与或门用于时间支路脉冲处理之中，另外SST的SiPM读出电路属于原型设计，所以与图2和图3的区别还在用ASIC的实现和应用上。如图5所示，为比较器基本功能原理和要求。 图4：SST开发的SiPM读出电路功能框图 图5：比较器工作原理 如图5所示，为了尽量减小时间测量的涨落（起伏），比较器的比较阈值需要尽可能的设置小一些，这就要求前端模拟电路对杂波（暗脉冲）、噪声进行滤除或压制。 参考 Development of Multi-Channel Fast SiPM Readout Electronics for Clinical TOF PET Detector

概述 在二代SiPM读出测试板基础上修改而来的三代读出系统，主要在SiPM偏置电压源进行修改，同时将整个板子电源供电独立出来形成独立的电源板。本文主要对新改版的板子硬件电路测试并进行记录，对三代SiPM读出硬件进行基本性能进行评估。 三代SiPM读出测试系统关键节点信号测量 1、能量分支最终整形信号测量 二代能力分支最终整形输出信号并未有何问题，但是在进行2D map测试的时候，像素点出现了明显的拖影，故对整形电路最终输出添加端接与直流分量删除处理部分，如图1所示。 图1：整形输出完成端接，并进行直流分量去除处理 图2：整形模拟信号测量结果 如图2所示，最终整形模拟信号测试。注意示波器通道1是用探头测量图1中电容之前的测试点，示波器通道3则是直接连接图1中的SMB。通过观测，整形脉冲基本符合预期，只是从图2右侧可以发现通过SMB可以观测到一个大概32mV的DC附加在模拟信号之上，另外还可以观测到脉冲尾部有微小的下冲出现。另外，上述32mV的DC量并未在示波器通道1观测到。 2、SiPM输出信号测量 图3：SiPM输出信号 如图3所示，SiPM输出信号基线厚度在1mV左右，除此之外基线上依然存在微小“浮动”信号分量，这种分量有点类SINE波形。这种微小载波分量，会在后续的前置和后置放大电路中被放大，从而会影响到时间分支和能量分支信号的基线。这个影响在之前的二代测试系统中有过分析。 3、SCD输出信号测量 图4：SCD输出信号 如图4所示，SCD为信号分离后能量分支的第一个模块，其输出信号的基线厚度相对图3已经有了较大的增强，接近有4mV左右。 4、时间与能量信号分离后信号测量 图5：时间能量分离后直接测量结果 如图5所示，前端模拟信号经过前置放大和后置放大后，被分离成时间和能量分支。直接测量分离后的信号如图5所示，图右侧可以看到，信号基线浮动细微，这是因为这两个信号测量点位于极零相消之后。另外，时间分支（示波器通道3）为何会比能量分支（示波器通道4）要衰减更大？这是因为时间分支后续连接比较器输入端口，并进行了50欧姆并行端接，而能量分支后续连接的是SCD模块，驱动负载未知。

概述 SiPM三代电路的电源供电独立之后，确实发现效果要比2代好。本文主要讨论三代的2Dmap测试，通过与二代的比较找到电路改版带来的改进效果。除了供电改动，能量分支还有一处最大改动是预留了图1所示的输出端接及直流处理部件。 图1：整形输出保留端接与直流处理部件 三代SiPM读出测试系统2Dmap测试记录 板子完成制作后，完成硬件检测后，首先开展了2Dmap测试。 测试1 ：如果图1最 右侧的部件未使用，即均直接焊接0欧姆电阻，或者直接短接。此时在使用Na22源的情况下，测试结果不理想，全局平均能谱分辨率大概在12%左右，2Dmap结果与二代差不多，即依然存在拖影。 测试2 ：使用另一块板子，焊接上隔直端接部件，得到的测试结果如图2，结果中右下角有3个点缺失，这是硬件物理上原因造成。更换部件参数后，得到类似结果，故添加该部件可以解决拖影问题。 图2：添加隔直端接部件后解决了2Dmap中的拖影问题 测试3 ：上述2dmap点缺失问题，有几个可能原因，一个是焊接厂在焊接SiPM的时候为了标识起始引脚位置，在SiPM树脂表面用记号笔添加了标识，如图3。该记号无法清除，所以影响了记号对应SiPM通道对信号的探测。此外还有一个可能，是对应通道的能量信号或者时间信号缺失造成，比如比较器工作异常导致时间脉冲无法正常产生，这样是会应该能量计算的。 图3：SiPM表面错误添加的记号标识 测试4 ：在检查硬件电路未发现其它异常的情况下，最终归结为上述记号导致该问题。为了验证，又进行下述测试，如图4所示，使用贴纸人为遮蔽SiPM的一角，然后完成数据采集，得到2dmap结果。 图4：表面遮蔽后重做2dmap测试 测试5 ：保留串接电容，使用Cs-137测试2dmap，测试结果如图5所示，图左使用了100mV能量阈值，图右使用了50mV的能量阈值。可以看到高能量阈值设置时，7x7阵列中的中间点不是很清晰。还需要注意的是，阈值降低可以将能谱分辨率从10.5%提升到8.4%。 图5：使用Cs-137源在不同能量阈值下得到的2Dmap测试结果 测试6 ：保留串接电容，使用Na22测试2dmap，测试结果如图6所示。和Cs137类似，中间点在高能量阈值时也是不太清晰。另外，Na22在两种能量阈值下，得到了大致相同的能谱分辨率，大概在9.2%左右。与测试1对比，可以发现能谱分辨率提升了不少。（注：在测试过程中还有特殊情况出现，即在保留串接电容的时候，上电后需要等待几分钟时间，否则测量得到的能谱分辨率也不理想。电容充放电的干扰？） 图6：使用Na22源在不同能量阈值下得到的2Dmap测试结果 对于上述能谱分辨率在上电后不同时刻采集数据差异，如表1所示： 表1：使用Cs137时不同上电后不同时刻采集数据得到的结果 Energy resolution = 14% Energy resolution = 8.4% Energy resolution = 14% Energy resolution = 8.4% Crystal ID No. Peak Position Crystal ID No. Peak Position Crystal ID No. Peak Position Crystal ID No. Peak Position 0 162 0 150 25 219 25 200 1 193 1 178 26 224 26 207 2 204 2 189 27 194 27 178 3 195 3 180 28 199 28 184 4 192 4 177 29 234 29 217 5 184 5 170 30 236 30 219 6 155 6 144 31 221 31 203 7 174 7 160 32 227 32 209 8 206 8 189 33 223 33 206 9 221 9 204 34 173 34 159 10 224 10 206 35 182 35 168 11 224 11 207 36 210 36 195 12 202 12 186 37 218 37 202 13 181 13 167 38 210 38 192 14 191 14 176 39 216 39 198 15 218 15 201 40 210 40 194 16 237 16 219 41 161 41 148 17 237 17 219 42 146 42 134 18 236 18 218 43 157 43 144 19 216 19 199 44 166 44 152 20 200 20 185 45 187 45 166 21 201 21 186 46 192 46 176 22 216 22 199 47 185 47 171 23 241 23 224 48 154 48 142 24 242 24 222 附：二代与三代SiPM读出测试系统2Dmap对比（主要是拖影的消失） 图7：二代与三代SiPM读出系统2Dmap测试结果对比

概述 如图1所示，SiPM读出电路中关键元素之一的时间支路将前端模拟脉冲转化为数字脉冲输出。比较器用于检出有用的脉冲，其两个输入分别来自前端模拟输出和DAC供给的直流参考电平。 版本3与版本2在此电路设计上并未有改动，三代硬件为我们提高了稳定的条件可以进行全面的测试，在测试过程中，发现电路会产生振铃现象。本文主要记录振铃发生的场景、条件，并分析总结振铃产生的原因，同时给出未来硬件优化方案。 图1：脉冲检出电路 示波器测量振铃记录（带探测器与辐射源） 首先使用示波器2个通道分别测量记录了前端模拟信号位于不同点信号质量，这两个测试点分别位于极零相消的前后。进入示波器的信号经由SMB插座和电缆接入示波器的通道1和通道4，通过CAN总线发布命令控制DAC给予比较器施加不同的比较阈值，测量结果分别记录如下。 图2：DAC阈值设置高于等于11mV的时候示波器两通道基线很干净 图3：DAC阈值设置为10mV的时候，示波器测量结果在基线上偶尔会出现振铃 图4：DAC阈值设置为9mV，相比图3（即10mV阈值）振铃出现频率更高 图5：DAC阈值设置为8mV，振铃出现频率更高，且振铃发生时间更长 图6：DAC阈值设置为7mV，振铃几乎布满整个时域 图7：DAC阈值设置为6mV，此时振铃已经布满整个时域 第三代SiPM读出硬件，总共有生产多块板子，上述测量显示振铃发生于10mV阈值开始并设置往下，其它板子也进行了类似测量，有些板子振铃发生起始于11mV。 示波器测量振铃记录（移除探测器与辐射源） 前面测量采用了探测器与辐射源，将探测器和辐射源移除，重复上述测试。该测试目的是看看在无探测器和辐射源的情况下，DAC阈值设置到多低下才会发生振铃。如图8和图9所示，当DAC阈值高于6mV的时候测量基线很干净，当阈值低于等于6mV的时候，开始出现振铃。 图8：DAC阈值高于6mV的时候信号基线很干净 图9：DAC阈值设置低于或等于6mV后，基线开始出现振铃 调整示波器时域刻度，并调整DAC阈值，可以观测到振铃现象如图10所示，在高频振铃中叠加了低频波形。 图10：高频振铃叠加低频载波 在上述测量基础上，引入第三个示波器通道 上述测量中，示波器通道1和通道4分别测量了比较器输入信号，这里引入示波器通道3，用来测量比较器的输出信号。 图11：DAC阈值设置为10mV 图12：DAC阈值设置为5mV 振铃原因分析 SiPM阵列为4x4总共16个通道，图9和图10的测量虽然移除了探测器和辐射源，但是DAC的阈值同时施加在所有16个通道。如果一个一个通道施加低阈值那么可以发现，当只有少量通道施加了低阈值的时候，振铃并不会发生。甚至哪怕给16个通道中的14个通道同时施加低阈值时也不会产生振铃，只有当通道0与通道15（即第一个和最后一个通道）被施加了低阈值的时候，振铃就会出现。 根据上述测试，所有通道都经过单独验证，发现所有通道都可以被单独施加低阈值且无振铃发生，只有通道0和通道15单独施加低阈值时出现振铃。如图13所示，其它通道单独施加低阈值的时候，比较器输出很干净（图左），只有通道0和通道15在阈值设置到5mV时候，就会出现图13右侧所示的振铃。 图13：单通道被施加1mV阈值 根据上述测量，检查所有16个通道电路走线，发现确实只有通道0和通道15与其它通道之间存在些微差异，如图14所示。 图14：通道0和通道15比较器输出走线过于靠近PCB边沿 振铃的产生应该是综合因素造成，板子布局布线可以产生负面影响，还应考虑其它方面因素，比如高速走线阻抗匹配、信号发送和接收侧端接等。