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作者：John Betten   单端初级电感转换器（SEPIC）在降低或升高输入电压以维持稳定的输出电压方面功不可没。这在汽车应用或可能提供多个输入源的系统中非常有用，但您不一定要更改转换器类型。SEPIC具有许多优势（如极小的有源部件），并且只需要一个低成本的升压型或反激式控制器。但像所有的拓扑结构一样，它在某些性能方面也可能收效不佳。其中的一个不足之处就是二极管整流导致的受限最大输出电流。让我们来看看如何同步输出才能对此有帮助。   图1展示了一个基本的SEPIC电路，图2则详细说明了对应的关键电压和电流波形。当Q2打开时，它导通的电流量是流经L1每个绕组的电流总和。这个总和等于输入电流加上输出电流，且在满载且输入电压最小时达到其最大值。当Q2关闭时，这两种电流通过D1改道至输出电容器和负载。当Q2关闭后电流只能在D1内流动，因为当Q2打开时D1是反向偏置的。 图 1 ：耦合电感器 SEPIC 转换器 拥有两条电流路径 图 2 ：连续导通模式（ CCM ） SEPIC 的 关键波形   在D1中流动的电流的大小为Iout/（1-D），如图2所示。传导电流可显著大于Iout，因为输入电压远低于Vout（这种情况下占空比变大）。很容易就能看出，当以50％的占空比运行时（这种情况下输入和输出电压相等），D1中的电流是输出电流的两倍。D1中的平均电流为Iout，但是为计算D1中的功耗，当Iout/（1-D）较高时有必要使用二极管的正向电压降。这样就能用公式1计算最大的二极管耗散： P D1 = ，其中V d1 是 时的二极管正向电压降。 （1） 用Iout/(1-D)计算功耗可能需要使用额定电流比预期更高的二极管以及热增强型封装。   图3用LM5122同步升压型控制器实现了同步SEPIC转换器。它允许使用一个N通道的金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）（Q1）来替换二极管D1，从而能降低损耗或在损耗相同的情况下允许更多的输出电流。   图 3 ：用同步升压型控制器和浮动栅极驱动器实现的同步 SEPIC 转换器可提高效率   SEPIC拥有两个开关节点（TP2、TP3），而不是单个升压的开关节点。SEPIC同步场效应晶体管（FET）（Q1）的栅极不能直接连接到升压型控制器的高侧驱动器，因为它的源极（TP3）与它的SW引脚（TP2）不在同一电位。为了驱动它，笔者添加了一个由R3/D2/C15构成的浮动电平移位器电路。C15具有跨越其两端的V IN 的电压降，这与“快速”电容器C1的电压相同，从而能提供跨Q1栅极至源极的正确电压摆幅。R3/D2可恢复正确的栅极驱动器偏移量（低 = - 0.5V，高 = 7V）。   概括地说，由于热限制的原因，SEPIC转换器的整流器损耗可对所需的最大输出电流强加一个实际的限制。随着该转换器的输入电压下降，二极管的导通电流会增加，从而增加损耗，提高温度并影响效率。通过用同步FET代替二极管，就能减少这些损耗。在图3所示的范例电路中，在损耗相同的情况下，其输出电流比传统SEPIC增加了1A多。同步整流可获得超过95％的效率。   如欲进一步了解这个话题，敬请阅读这篇电源小贴士文章：《提高SEPIC性能的三大途径》   其它资源 TI设计参考PMP10886 REVA，“电流为5A时电压为12V的同步SEPIC转换器参考设计。” 查看TI“电源之家”的电源小贴士博客系列。    

     在电子产品设计过 程中，电源通常是必不可少的部分，很多设备（尤其是使用电池的设备）的电源都是以DC-DC为主的。这些电源一般有三种拓扑结构，即人们熟知的buck、 boost和buck-boost（也叫inverting），分别用于降压、升压和反向。但是，也有一些时候，我们需要的输出电压和输入电压相近或就在 输入电压范围内，这时候，单独使用上述这三种结构都无法满足要求。对此，有的人使用先降后升或先升后降的方法，但这会大大降低效率；还有一些公司开发出了 自动切换升压降压模式的芯片，但这样成本很高。有没有一种既高效又便宜的方法达到我们的目的呢？当然有，这就是SEPIC拓扑结构。     SEPIC电路的基本结构如下图所示：     该电路需要使用2个电感。开关管导通时，为L1和L2（通过C1）充电，负载由输出电容C2供电；当开关管截止时，L1的电流通过C1和二极管输出到输出电 容C2中，L2的电流通过二极管也输出到C2中；通过改变开关管的导通时间，可以改变输出电压。该电路的输出电压可以大于、小于或等于输入电压，而且在不 需要使用该电源的时候，中间的电容C1还可以起到隔离作用。      下面给出一个自己用过的电路图：     这个电路将三串锂电池的输入电压（9-12.6V）稳定在12V，使用的是TI的TPS40210芯片，该芯片不仅可以用于BOOST电路，也可以用于 SEPIC电路。这里使用的电感是一个共模电感，由于SEPIC电路中2电感的电压、电流是完全一致的，所以可以使用一个共模电感代替2个电感，这样不仅 可以降低成本，而且由于互感作用，只需要一半的电感量就够了。     SEPIC 电路还有很多用法，在这里就不多叙述，总之，该结构是一个有诸多优点的结构，只是研究的人比较少，资料比较少，更过妙用还需要大家共同努力开发。不过，该 电路也有一个致命的缺点：由于要靠中间的电容做储能元件，因此电路的功率不能做大，而且电路的性能跟中间的电容有巨大的关系。所以，在实际使用过程中，要 尽量选择低ESR、额定电流大的电容。

　　 引言 　　现代电子技术发展很快，半导体供应商不断推出新器件，从而推动电子应用工程师的不断创新设计，以满足市场的日益需求。本文介绍的即是基于客户的需求，应用美国国家半导体公司的新型电流型PWM芯片LM3478及基于SEPIC升降压原理实现的50W DC-DC 适配器。该适配器的主要特点是：直流输入电压范围极宽；输出功率大；保护功能全；输出纹波小；效率高；工作稳定可靠；应用范围广。 　　通常称之为升降压变换器SEPIC的简单原理如下：当SW开通时，加在L1，L2上的电压均为Vin，此时Cp并在L2上，且有Cp上的电压与L2上的相等。当SW关断时，L1中的电流继续沿着Cp、D1流向Cout输出到该电路是基于SEPIC拓扑、应用LM3478芯片按照客户的技术要求设计的。在该电路中，考虑到适配器的体积及储能电感磁性材料的体积，选定工作频率Fs＝250KHz。 　　 计算储能电感L3、L4的电感量及磁芯选择 　　首先由公式：D＝Vout/(Vout+Vin)计算占空比。由于最严酷条件下的电感纹波电流是在最大输入电压下，所以D＝12/(12+60)≈0.167。 　　计算储能电感l3、L4：正常情况下，L4的大小在确保最小负载电流下使电感电流连续，且输出纹波满足指标要求。为此，我们假定在20%最小负载电流下，允许有40%的峰-峰值纹波电流流过L4。 　　C1、C2为输入滤波，Q1、DZ1、DZ2、D1-1构成启动电源，L3、L4为储能电感，Q2为功率MOSFET，IC为PWM驱动芯片，R5为频率调整电阻，C3、C4、R2为反馈补偿，R3、R4为反馈分压电阻，R7为过电流取样电阻，C8、C9为SEPIC电容，R8、R9、C6、C7为吸收网络，D2为输出整流二极管，C10、C11、C12为输出滤波电容。当然要想符合EMC要求，输入端还应该有共模电感，差模电感，及X、Y等安规电容。 L＝Vdt/di； 　　其中dt＝1/FsD＝1/(250103)0.167≈0.668，V为Vin在MOSFET开通时的值。因此，有如下计算： 　　L4＝60(0.66810-6/0.4)＝100.2μH。取100μH的标称值。由该SEPIC原理及设计经验可知，作为俩个分离的储能电感，L3的取值也为：100μH。 　　由于该电感为储能电感，因此，对磁性材料的选取要特别注意。此处选择的材料为：Magnetic公司的Kool Mu，相同性能的材料，其他公司又称铁硅铝。参数如下： 　　料号：77381-A7，黑色 　　尺寸：17.279.656.35(mm)，为环型磁芯 　　电感因数AL：43(nH/N2)，N为圈数 　　由公式：L＝ALN2，可以计算出电感圈数为： 　　48圈，且用AWG18号线绕制。L3、L4相同参数。 　　Magnetic公司的Kool Mu材料，损耗少，相对成本低，也可以选同规格其他厂商铁硅铝材料。如果想进一步降低成本也可以选用国产的铁硅铝材料。 　　上述L3、L4为两个分离电感设计，也可以共用一个储能磁环，只是此时由于耦合电感的存在，计算的电感值为上述值的一半，为50μH。但成本低些。 　 　PCB注意事项 　　由于为高频DC-DC变换,因此，PCB布线很重要。区分功率地与信号地的汇流点，驱动IC与MOSFET的关系，输入滤波与输出滤波的位置等。同时注意分离元件及贴片元件的位置关系。还要考虑散热器的形状及散热面积。 　　 关键元器件的选择及说明 　　功率MOSFET的选择：N-FET，极低导通电阻，低门极驱动电压：5V—7V，符合PWM-IC要求，TO-220AB封装，100V/85A，结温175℃。型号为VISHAY：SUP85N10-10。 　　肖特基整流二极管的选择：型号为MBR20100CT，封装为TO-220AB，100V/20A，正向压降低。 　　输入、输出滤波电解电容可由计算公式或经验选取。C8、C9可由计算公式或实验选择。取样电阻的参数可由计算及实验来确定。 　　 样机调试中发现的问题及解决方法 　　按照上述原理及计算参数进行PCB的焊接及调试。发现问题如下： 　　由LM3478芯片的特点及典型的EPIC应用来看，比较适合功率等级20W以下的DC-DC变换器。而此处设计成50WDC-DC变换器，发现PWM驱动MOSFET有些困难，波形畸变及MOSFET功耗大，解决的方法为：在IC的6脚与MOSFET的栅极之间加入一级驱动放大，即由NPN和PNP对管组成的放大级。 　　L3、L4均取100μH的电感量在工作时发现：在输出轻载或空载时，输出纹波过大。经试验发现由电感L3引起的，根据经验及分析将L3的电感量降为50mH即可解决问题。 　　IC的2引脚COMP对地的补偿参数C3、C4、R2：若按典型参数试验，发现样机有噪声且不稳定，经试验将C2去掉，结果没有噪声且工作稳定。 　　取样电阻R7：由于IC的特点使取样电阻的阀值很低，而且该DC-DC的功率相对较大，致使取样电阻R7的选取比较困难，为了降低成本选用微阻抗电阻。 　　 结语 　　通过对该DC-DC变换器的拓扑结构及驱动IC的选择，设计出了满足技术要求的50W适配器，虽然调试过程中遇到了一些问题，经过试验分析得到了解决。从实际应用来看，用此原理设计出50W的电源已经很有优势了。下一步还要考虑EMC及安规问题来满足国际市场的要求。实验表明，该适配器可用于宽输入电压范围的DC-DC变换器及对蓄电池充电的场合。