标签: 逐次逼近型adc

一般情况下SAR和Delta Sigma ADC之间的采样率和分辨率会存在一定重合，但Delta Sigma ADC具有更大范围的分辨率选项。 ADC采样系统是一种将连续模拟信号转换为数字信号的装置。其工作原理是通过采样电路对连续模拟信号进行抽样，将抽样数据转换为数字信号，再经过数字处理后输出，以实现高精度的信号采集和处理。高精度ADC采样系统在仪器仪表、通信系统、自动化控制、医疗设备以及科学研究等领域具有重要作用。 设计高精度ADC采样系统时需考虑多个因素，包括选择合适的ADC类型、优化信号处理路径、确保良好的电源管理、实施恰当的滤波策略以及布局和接地策略的精心设计。特别地，选择合适的ADC对整个系统的性能有着至关重要的影响。例如，逐次逼近型ADC（SAR）以其高速、低功耗的特点，尤其适合于中低速、高分辨率的应用；而Delta-Sigma类型的ADC擅长处理低频或直流信号，能够提供非常高的分辨率。

CMOS成像器图像信号所使用的ADC，通常是与光电传感器阵列设计在同一芯片上的。与任何用途的同类电路一样，其主要的参数要求就是转换精度和采样速率。因为转换误差大于±1的位（bit）及其以下的位都被视为无效，所以转换精度表现为转换数据的字长。字长较长的数据可以转换更大动态范围的图像信号，但是高位数ADC的采样速率比较低，以至不能适应成像器的要求。况且在图像模拟信号本身的信噪比不高的情况下，也没有必要使用特别高位数的ADC。在高分辨率、高刷新率和高速的连续运动摄像要求的情况下，12bit字长的图像数据被认为是可以接受的；而在高质量静止图像应用中，可以用到达16bit字长的数据。与成像器芯片的图像分辨率、刷新率以及芯片上ADC的数量相配合，同时考虑到CMOS制造工艺可能达到的速度，ADC的采样速率通常采用20- 150MSPS（Mega-Sample per second）。   模拟电压信号Vin经过理想ADC（图7A）的变换，产生一个n bit二进制数列：Xn-1 Xn-2 Xn-3 ……X0，并且：Vin ≈ Vref * (Xn-1 * 1/2 + Xn-2 * 1/4 + Xn-3 * 1/8 ……X0 * 1/2 n ) 其中n为此二进制数列的字长位（bit）数；Xn为各位(bit)的值，取值0或者1；Xn-1为最高位MSB，X0为最低位LSB；以及Vref为ADC中比较器的参考电压。   变换速率最快的模数转换方案就是直接变换ADC，也被称为Flash ADC，示意于图7B。它是由一个线性阶梯电阻网络和连接在每个梯阶上的一个比较器，以及编码逻辑构成的。阶梯电阻网络和比较器实现模拟电压的线性量化，而量化的最小分辨率就是相邻梯阶的电压差。这种结构的ADC在输入采样保持的信号电压后“立即”输出变换的二进制数据，只需要延迟时间而不需要转换节拍。但是对于n bit转换数据，需要一个2 n 个梯阶的电阻网络和与阶梯数相数量的比较器电路。即使一个8 bit的ADC也需要一个256阶梯的电阻网络和256个比较器，这不但使电路非常复杂而极大地增加了芯片版图面积，且增加了所需的功耗。   逐次逼近型Successive Approximation ADC可以减小电路和版图的尺寸，如果每“次”只比较1bit数据，电路只需要一个比较器，但是需要n个节拍才能最后完成n bit数据的转换。譬如一个12 bit的ADC，需要花费12个节拍才能完成一个数据的转换，这样的速度难以满足图像转换的要求。一些电路方案，如带多位直接变换的逐次逼近ADC或流水线Pipeline ADC，可以帮助在转换速率和电路尺寸之间取得折衷，以满足CMOS成像器芯片上图像ADC的要求。   图7C所示意的电路结构，就是可能的折中方案之一。这是一种高速的逐次逼近型ADC，用一个直接变换ADC来取代1 bit的比较器。这个结构与任何类似的逐次逼近型ADC一样，包括逐次逼近寄存器SAR-Successive Approximation Register，用来寄存每一次逼近的中间结果数据；DAC用于把SAR寄存的中间结果数据值转换成模拟电压；和输入电压与逼近电压进行模拟减法运算的功能。其中直接变换ADC也包括一个电阻阶梯网络Resister Ladder，但是它通过多路模拟开关MUX提供给比较器以不同的阶梯参考电压值系列。   这里以一个逼近次数m=4，每次直接变换3 bit的12 bit变换方案，来说明电路的工作过程。其中的3 bit直接变换ADC包含有8个比较器，其比较的电阻阶梯网络是可变的。当第一次逼近m=1时，直接输入经采样保持的Vin电压，这次的参考电压阶梯为1/8 Vref，产生第一次逼近数值A1 。   第二次逼近m=2时，比较输入电压为Vin与经DAC转换的第一次近似的模拟电压Va1的差值Vin-Va1，其中：Va1 = Vref * (X11 * 1/2 + X10 * 1/4 + X9 * 1/8)。这时的参考电压阶梯值为1 / 64 Vref，产生第二次逼近数值A2 ，且与第一次逼近值在加法器上相加后得到A2 。   第三次逼近m=3时，比较输入电压为Vin与经DAC转换的第二次近似的模拟电压Va2的差值Vin-Va2，其中：Va2 = Vref * (X11 * 1/2 + X10 * 1/4 + X9 * 1/8 + X8 * 1/16 + X7 * 1/32 + X6 * 1/64)。这时的参考电压阶梯值为1 / 512 Vref，产生第三次逼近数值A3 ，且与第二次逼近值在加法器上相加后得到A3 。   同样在第四次逼近m=4时，比较输入电压为Vin与经DAC转换的第三次近似的模拟电压Va3的差值Vin - Va3，其中：Va3 = Vref * (X11 * 1/2 + X10 * 1/4 + X9 * 1/8 + X8 * 1/16 + X7 * 1/32 + X6 * 1/64 + X5 * 1/128 + X4 * 1/256 + X3 * 1/512)。这时的参考电压阶梯值为1 / 4096 Vref，产生第三次逼近数值A4 ，且与第二次逼近值在加法器上相加后得到最后的输出Dout ，完成全部变换。   4个节拍的ADC变换与12个节拍的变换速度相比提高了3倍，各种折中方式可以在电路的速度和尺寸之间找到不同的平衡，以满足CMOS成像器的各种不同的性能要求。这个例子和其他方案中的时序Timing，通常用采样保持时钟频率的整倍数实现的。所以在ADC中还需要一个锁相环PLL子电路，来实现时序逻辑。   下一期话题：CMOS成像器上的高速图像数据传输 浅谈CMOS成像器连载之一：CMOS成像器是可以用户定制的 浅谈CMOS成像器连载之二：APS像素的原理和结构 浅谈CMOS成像器连载之三：APS像素阵列结构 浅谈CMOS成像器连载之四：像素阵列的曝光 浅谈CMOS成像器连载之五：阵列信息的模拟读出 浅谈CMOS成像器连载之六：高清晰度和高速CMOS成像器 浅谈CMOS成像器连载之七：CMOS成像器的图像信号ADC