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  • 2020-11-23 14:48
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    医疗电子之神经末梢:运放浅析
    血压计、血氧仪、肺活量计、心率监测器、呼吸机、监护仪、红外体温计等医疗产品,在对人体的生理模拟信号予以测量、监控或显示过程中,初始信号往往异常微弱,需要进行放大、过滤处理, 运算放大器就是发挥这个重要作用的 。而传感器(感官)+运算放大器(神经末梢)+ADC(脑)+处理器(心脏)是医疗终端的典型器件组成。 医疗传感器监测到的温度、湿度、气体、流量或生理信号,施以适当的信号放大调理链路极为重要, 在模拟前端(AFE,Analog Front End)电路设计中,运算放大器(OPA,Operational Amplifier)是最关键的器件,选择低噪、高精、低功耗、低偏置电流的运算放大器,能直接影响产品测量结果的精准度。 国内外切入模拟信号链产品的芯片原厂也很多,例如TI、ADI、Maxim、芯海、聚洵等等。 运算放大器(Operational Amplifier,简称运放、OP、OPA、OP-AMP)是一种直流耦合,差模(差动模式, Differential-in )输入、通常为单端输出(Single-ended Output)的高增益(Gain)电压信号放大器。 运算放大器 最早被设计出来的目的是用来进行加、减或微分、积分的模拟数学运算, 不仅可以通过增大或减小模拟输入信号来实现放大,还可以进行加减法以及微积分等运算实现放大, 因此被称为“运算放大器”。同时它也成为实现模拟计算机的基本建构单元。在这种配置下,运算放大器能产生一个比输入端电势差大数十万倍的输出电势(对地而言)。 所以,运算放大器是一种用途广泛,又便于使用的集成电路。 如今的运放技术已可实现 µV 级失调电压、nV 级漂移和超低噪声性能。在实际电路中,运放通常结合反馈网络共同组成某种特定功能模块。它是一种带有特殊耦合电路及反馈的放大器。我们以红外体温计(简称额温枪)为例做个说明: 额温枪温度测量要求:国家标准《GB-T 21417.1-2008 医用红外体温计》中规定,额温枪需达到±0.3℃的测量精度,至少满足35℃~42℃的测量范围。 热电堆传感器常用于额温枪,因为高于绝对零度的任何物体都可以发出红外线,并且物体辐射出的能量随着物体表面温度的增加而增强,基于这个关系,热电堆传感器可以测出物体辐射出的能量并通过运算得出物体表面的温度。 图 1 热电堆传感器参数对比表 因为被测物体每变化1°C,热电堆传感器输出仅仅增加42uV~100uV,这样0.1°C 分辨率对应的输出电压变化只有4.2uV~10uV,所以热电堆探头选型以高灵敏度为佳。如果要实现额温枪的精度为±0.3°C 以内,那么热电堆传感器在0.3°C 产生的电压仅为12.6uV~30uV,意味着运放的最大失调电压值都不能大于12.6uV~30uV。 假设运放搭配着12位 ADC,ADC有效位数均值10.5 位,参考电压为2048mV时有效分辨电压按下图公式约为1.41mV。运放至少则至少得选用1.41mV/12.6uV=112倍以上的。 图2 有效分辨电压计算公式 而且根据不同的测温距离,选用不同视场角的探头,因为热电堆探头实际输出的电压值,是整个视场角范围内物体的平均温度值。另外为了提高热电堆探头输出的信噪比,热电堆内部等效的电阻值也是关键因素之一,电阻的阻值越大,其输出热噪声就会相应更大。正是因为热电堆传感器输出的信号如此微弱,使得经放大后的电压误差也需要很小,只有零漂移自稳零类型的运放,才能满足信号的放大调理。这类运放内部有一个主放大器,还有一个辅助的放大器,用于每隔us级别的时间间隔自动校准失调电压,还有Clock 时钟同步电路,以实时保证失调电压为最小值,特别适用于甚低频信号的放大调理。 由于热电堆传感器内阻为100kΩ 左右,属于比较大的电阻,这样要求运放的输入偏置电流必须是pA级别的才能减少带来的误差,所以运放只能是CMOS 架构的。运放的反馈电阻需要并联一个100nF 电容,把整个电路的带宽限制在10Hz 以内,充分降低放大电路的输出噪声。最重要的是运放的1/f 噪声,需要选用5uVpp 以内的以提高信噪比。还有一点是不少研发工程师容易犯下意识的错误:运放的输出引脚不能直接对地接电容做滤波,否则会引起运放振荡,可以先串联一个1kΩ 以上的电阻,再对地并联电容。 市面 可供选型 的高精度零漂移的运放IC有: 图3高精度零漂移的运放IC一览表 实际的电路设计中还得注意运算放大器的噪声,输出端出现的噪声用电压噪声来度量。但是电压噪声源和电流噪声源都能产生噪声。运算放大器所有内部噪声源通常都折合到输入端,即看作与理想的无噪声放大器的两个输入端相串联或并联不相关或独立的随机噪声发生器。我们认为运算放大器噪声有三个基本来源: 1 、一个噪声电压发生器 ( 类似于失调电压,通常表现为同相输入端串联 )。 2 、两个噪声电流发生器 ( 类似偏置电流,通过两个差分输入端排出电流 )。 3 、电阻噪声发生器 ( 如果运算放大器电路中存在任何电阻,它们也会产生噪声。可把这种噪声看作来自电流源或电压源,不论哪种形式在给定电路中都很常见 )。 运算放大器的电压噪声可低至 3 nV/Hz。电压噪声是通常比较强调的一项技术指标,但是在阻抗很高的情况下电流噪声常常是系统噪声性能的限制因素。这种情况类似于失调,失调电压常常要对输出失调负责,但是偏置电流却有真正的责任。双极型运算放大器 的电压噪声比传统的 FET 运算放大器低,虽然有这个优点,但实际上电流噪声仍然比较大。现在的 FET 运算放大器在保持低电流噪声的同时,又可达到双极型运算放大器的电压噪声水平。 涉及具体的医疗产品研发设计, 是 电子工程师的职责所在,Lay PCB、耍烙铁、玩万用表等,乐在其中; 而在找产品资料、找样品、找方案、找开发板、找元器件时,不妨上拍明芯城看看: 这里有 Datasheet、参考设计、PCN等 全 维度产品数据; 浏览、下载、排序、搜索、筛选、对比、智能推荐等数据检索功能一应俱全!我们不生产元器件,但我们立志成为最好的搬运工。 版权申明:此文素材来源:维基百科、润石半导体及网络 ,版权归原作者所有! 编者进行的收集与整理,仅供分享与学习!如有侵权或其他问题,请及时联系我们,我们核实后立即处理!
  • 热度 8
    2020-6-20 18:53
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    非同类可代替器件5—放大电感
    疫情过后,为了生存,大家都卯足了劲。所以没时间写些东西,罪过罪过。上次写了放大电容,这次同理,电感也可以用同样的电路代替。 都是电容的精度低,电感的精度那就是更低,而且有些绕线电感的精度也很难控制。功率电感对精度要求不高还好说,对于一些模拟滤波器来说,电感的精度就很要命了。这里给大家提供个方法,用电容和运放代替电感。当然有人说了,模拟滤波器已经被淘汰了,完全可以用数字滤波器代替。这我不否认数字滤波器灵活,我也做过用Matlab仿真,在DSP实现数字滤波器,但是对于硬件工程师来说,模拟滤波器也是必修课之一,掌握还是必须的。当然也可以用开关电容来实现模拟滤波器,这以后再讨论。 还是采用跟上次一样的电路,电感L1和内阻R5由右面的电路代替,L1=R2*R3*C2,内阻为R2,注意下,该等效的电感是必须接地的,应用的环境是收限制的,所以在一些滤波器中是可以应用的。 图中,是等效电路的仿真图。在平稳的地方,都是-66DB,在大概100KHz的地方有转折。 图中是用运放和电容代替的RL电路,图中平稳地方也是-66dB,在100KHz部分有转折。但是很快就会下落,这是因为运放的带宽毕竟是有限的,不可能像理想的电感那样。 从两个图对比就发现L5=R2*R3*C2=10K*100*100p=100u,跟理论值差不多。内阻也是R5=R2=100R。 所以特殊情况下,电感可以用电容和运放来实现等效替换,下回举一个复杂的例子。该电路模型是从《OP放电电路设计》中摘录的,具体数值是自己仿真的。所以多看看外国的书还是能学到一些奇思妙想的电路,很有意思。
  • 热度 13
    2020-4-11 13:14
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    非同类可代替器件2
    上回书说道,用JFET代替电阻配合稳压管来工作。这次说一说在什么场合下,用什么器件来代替电容。一说电容,应该是最常见的器件,同时也是损坏率最高的器件,没有之一。 大家都经历过电容突然炸裂带来的刺激,我也是一样,每次上电做实验都反复检查就怕过压引起电容一阵青烟。以前做实验雷击浪涌发生器的专用电容发生爆炸,吓得我现在心里都有阴影。特别是像本安电路那种,可以说对电容是恨之入骨,能小则小。那有没有能代替电容的东西呢,别说还真有,当然是在一些特别的电路里。 直流偏置在放大电路里是不受欢迎的,很讨厌但还一直存在。在交流信号里,自然可以通过前端增加电容来滤除直流分量。下面电路里就是一个简单同相放大器,输入阻抗100K,放大倍数20dB,带宽0.001Hz到100KHz。输入信号为20mV直流偏置的方波信号,1Hz,50%占空比,Vpp=20mV。为什么这么设计,就是为了方便观察。 从示波器的图中可以看到,输入1Hz的时候,蓝色的输出波形没有失真。但是输入的C1为1000uF,这有点太可怕了,先不说这1000uF的体积多大,光是电容额偏差也有个20%以上。而且铝电容对温度敏感,ESR就够喝一壶的。如果做为防爆环境的本安电路,检验部门直接就不让过,想都不要想。那谁能代替C1呢? 运放超级伺服电路(有兴趣的同仁可以参考《测量电子电路设计——模拟篇》——大师之作),大伙会说你这不就是照搬后仿真一下吗?此言差矣,我只是电路的搬运工,再说我也改了,也做对比,有点无耻了。不管怎么样,请看下图 图中把C1的1000uF电容去掉了,换成了U1B和其他电阻电容组成的积分电路,该电路的作用就是去电直流分量。从图中可以看到,波形依然没有变化,带宽也是一直,只是稍微宽一些。电容的总量也有1000uF变为2个100uF,少了800uF,而且体积变小了不少,可也以换成性能特好的钽电容,也不怕不怕热了。检测部门的大老爷们看了电路也微微点头,没有大电容的烦恼。 原理书里都说差不多了,电容隔直很简单,也很好理解。积分器可以简单说一下,交流信号经过积分后就为0了,所以输入信号经过积分电路及保留输入信号里的直流分量,再反馈到原运放的负端,形成负反馈,自然可以去掉直流分量,输出交流信号了。 虽然用积分电路代替电容,看似很麻烦,但是好处是实实在在的。毕竟仿真看来差距不大,但是要做实际电路,1000uF的电容和普通运放比起来,麻烦那可是大大的。特别是防爆环境的本安电路,不信你去问检测主检,不踢死你别来找我。 多说一句,美国人写的电子电路的书,都是一堆数学公式,神乎其神的感觉,抓不到摸不到。日本人写的电子电路的书,都是各种实际电路的图,有图有真相。完全是两种极端,但有相互补充。工程实践和理论学习同样重要,就像内功和招式缺一不可。以后会多些写理论和数学方面的文章,毕竟是本专业也不能忘了本啊。
  • 热度 6
    2020-3-14 21:45
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    源地址:https://www.cnblogs.com/huanzxj/p/5667633.html 与分立器件相比,现代集成运算 放大器 (op amp)和仪表 放大器 (in-amp)为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路。往往都是这样,由于仓促地组装电路而会忽视了一些非常基本的问题,从而导致电路不能实现预期功能 - 或者可能根本不工作。本文将讨论一些最常见的应用问题,并给出实用的解决方案。   AC耦合时缺少DC偏置电流回路   最常遇到的一个应用问题是在交流(AC)耦合运算 放大器 或仪表 放大器 电路中没有提供偏置电流的直流(DC)回路。在图1中,一只电容器与运算 放大器 的同相输入端串联以实现AC耦合,这是一种隔离输入电压(VIN)的DC分量的简单方法。这在高增益应用中尤其有用,在那些应用中哪怕运算 放大器 输入端很小的直流电压都会限制动态范围,甚至导致输出饱和。然而,在高阻抗输入端加电容耦合,而不为同相输入端的电流提供DC通路,会出现问题。      图1.错误的运算 放大器 AC耦合输入   实际上,输入偏置电流会流入耦合的电容器,并为它充电,直到超过 放大器 输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性,电容器会充电到电源的正电压或负电压。 放大器 的闭环DC增益放大偏置电压。   这个过程可能会需要很长时间。例如,一只场效应管(FET)输入 放大器 ,当1 pA的偏置电流与一个0.1μF电容器耦合时,其充电速率I/C为10–12/10–7=10 μV/s,或每分钟600μV。如果增益为100,那么输出漂移为每分钟0.06 V。因此,一般实验室测试(使用AC耦合示波器)无法检测到这个问题,而电路在数小时之后才会出现问题。显然,完全避免这个问题非常重要。      图2.正确的双电源供电运算 放大器 AC耦合输入方法   图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里,在运算 放大器 输入端和地之间接一只电阻器,为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小,当使用双极性运算 放大器 时,应该使其两个输入端的偏置电流相等,所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。   然而,应该注意的是,该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声,因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000Ω ~1 MΩ之间。   类似的问题也会出现在仪表 放大器 电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表 放大器 电路,没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源(图3a)和单电源(图3b)供电的仪表 放大器 电路中很常见。      图3.不工作的AC耦合仪表 放大器 实例   这类问题也会出现在变压器耦合 放大器 电路中,如图4所示,如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路,该问题就会出现。      图4.不工作的变压器耦合仪表 放大器 电路   图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里,在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器(RA,BR)。这是一种适合双电源仪表 放大器 电路的简单而实用的解决方案。      图5.每个输入端与地之间都接一个高阻值的电阻器以提供必需的偏置电流回路。   a.双电源. b.单电源.   这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中,两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中,两个输入端的参考端或者接地(VCM接地)或者接一个偏置电压,通常为最大输入电压的一半。   同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路(见图6),除非变压器的次级有中间抽头,它可以接地或接VCM。   在该电路中,由于两只输入电阻器之间的失配和(或)两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小,在仪表 放大器 的两个输入端之间可以再接一只电阻器(即桥接在两只电阻器之间),其阻值大约为前两只电阻器的1/10(但与差分源阻抗相比仍然很大)。      图6.正确的仪表 放大器 变压器输入耦合方法   为仪表 放大器 、运算 放大器 和ADC提供参考电压   图7示出一个仪表 放大器 驱动一个单端输入的模数转换器(ADC)的单电源电路。该 放大器 的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压,而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表 放大器 的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法,例如电阻分压器,为仪表 放大器 和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表 放大器 时,会产生误差。      图7.仪表 放大器 驱动ADC的典型单电源电路   正确地提供仪表 放大器 的参考电压   一般假设仪表 放大器 的参考输入端为高阻抗,因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表 放大器 的参考端引脚接入一个高阻抗源,例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表 放大器 的使用中会产生严重误差(见图8)。      图8.错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表 放大器 的参考电压引脚   例如,流行的仪表 放大器 设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为      参考电压输入端的增益为1(如果从低阻抗电压源输入)。但是,在上图所示的电路中,仪表 放大器 的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比。这还会降低仪表 放大器 的共模抑制比及其增益精度。然而,如果接入R4,那么该电阻的等效电阻会变小,减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值(50 kΩ),该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上,减法器电路的精度保持不变。   如果仪表 放大器 采用封闭的单封装形式(一个IC),则不能使用这种方法。此外,还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终,参考电压将不可调。另一方面,如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略,这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下,这种笨拙的方法都不是好的设计方案。   图9示出了一个更好的解决方案,在分压器和仪表 放大器 参考电压输入端之间加一个低功耗运算 放大器 缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题,而且很容易对参考电压进行调节。      图9.利用低输出阻抗运算 放大器 驱动仪表 放大器 的参考电压输入端   当从电源电压利用分压器为 放大器 提供参考电压时应保证PSR性能   一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压,例如ADR121,代替VS分压。   当设计带有仪表 放大器 和运算 放大器 的电路时,这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离 放大器 免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的,因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大,而且在适当的条件下会引起寄生振荡。   现代的运算 放大器 和仪表 放大器 都提供频率相当低的电源电压抑制(PSR)能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算 放大器 和仪表 放大器 的PSR指标在80~100dB以上,可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,000~1/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的 放大器 隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过,总是需要高频旁路电容(正如图1~7所示)并且经常起到重要作用。   此外,当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算 放大器 缓冲器为仪表 放大器 提供参考电压时,电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表 放大器 的输出级。因此,除非提供低通滤波器,否则IC通常优良的PSR性能会丢失。   在图10中,在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的-3 dB极点由电阻器R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。      图10.保证PSR性能的参考端退耦电路   上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的–3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器(0.01 μF)可使电阻器噪声最小。   该滤波器充电需要时间。按照试用值,参考输入的上升时间应是时间常数的几倍(这里T=R3Cf= 5 s),或10~15s。   图11中的电路做了进一步改进。这里,运算 放大器 缓冲器起到一个有源滤波器的作用,它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外,有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。      图11.将运算 放大器 缓冲器接成有源滤波器驱动仪表 放大器 的参考输入引脚   测试结果:利用上图所示的元件值,施加12 V电源电压,对仪表 放大器 的6 V参考电压提供滤波。将仪表 放大器 的增益设置为1,采用频率变化的1 VP-P正弦信号调制12 V电源。在这样的条件下,随着频率的减小,一直减到大约8 Hz时,我们在示波器上看不到AC信号。当对仪表 放大器 施加低幅度输入信号时,该电路的测试电源电压范围是4 V到25 V以上。电路的导通时间大约为2 s。   单电源运算 放大器 电路的退耦   最后,单电源运算 放大器 电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时,为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。   一种常用但不正确的方法是利用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器(加0.1μF旁路电容)提供VS/2给运算 放大器 的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的,因为极点仅为32 Hz。电路出现不稳定(“低频振荡”),特别是在驱动感性负载时。   图12(反相输入)和图13(同相输入)示出了达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在两种情况中,偏置电压加在同相输入端,反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压,并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1使低频增益从BW3降到单位增益。      图12.单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1   如上图所示,当采用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器时一个好的经验是,为获得0.3 Hz的–3 dB截止频率,应当选用的C2最小为10 ΩF,。而100 μF(0.03 Hz)实际上对所有电路都足够了。      图13.单电源反相输入 放大器 正确的退耦电路,中频增益= – R2/R1
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    2019-7-28 21:36
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    运放知识合集04.运算放大器产生偏置原因
    理想放大器在输入信号为0的时候,输出也是为0。实际运算放大器则不是这样,输入信号为0的时候,输出不一定是0,会有一定的偏差,这就是我们所谓是偏置。偏置电压随温度,时间等一起变化,我们称之为零点漂移。这个是实际运算放大器的重要性质。 实际运算放大器为什么会产生偏置?一般运算放大器第一级都是使用晶体管或者FET的差动放大器,如图1。差动放大器的电路左,右半边都是对称的。就比如说,Tr1和Tr2的温度系数如果相等,那么实际产生的温漂就会相互抵消,但是实际情况是受到工艺制造以及其他因素,Tr1和Tr2不可能是完全一样的,这个恰恰印证了哲学家的一句话,“世界上没有两片相同的叶子!”。也就是Vbe1和Vbe2的细微差异导致左右电路不对称,从而差动电压被放大后输出,形成了零点误差,即偏置。 图1 ——————————————完美分割线————————————————— 攻城狮聚聚 们的聚集地,期待你们的加入↓↓↓ ( 此群仅用于技术交流与学习讨论, 群内不定时资料分享) 无法入群时,可添加管理员微信 zcoreplayer007 (请备注: 技术交流群 )
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