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    2019-11-25 14:59
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    Wi-Fi 6 -无线技术大飞跃
    Allion Labs / Joe Lee 今日的世界,无线信号在我们周遭早已无所不在,对于网络的需求已经不再只是上网浏览数据,一般的传输已无法满足各式各样的需求,更多的挑战如高质量的多媒体传输、 4K 甚至 8K 画质和蓝光影片、甚至要能提供大量的使用者同时联机、高效率各式各样的无线产品使用等等需求,如此对于网络尤其是无线网络环境将是个很大的挑战,因此在无线的技术上势必提升更先进的技术来满足更强大的无线网络需求。 成立 20 周年的 Wi-Fi 联盟基于 IEEE 802.11ax 的标准,于今年 9 月推出了全新的 Wi-Fi 认证 Wi-Fi CERTIFIED 6™ , Wi-Fi 第六代的推出也代表无线网络正式迈入一个新的里程碑,满足了现代社会人们对于无线网络的需求,提供速度更快、安全性更高、更省电的无线传输。 综观 Wi-Fi 联盟于 1999 年成立,至今茁壮了 20 年,联盟为了无线产品的质量与互操作性基于 IEEE 802.11 的标准发展了许多的测试与认证,于 2018 年底开始以世代的命名方式为其支持的标准分类。从一开始的 Wi-Fi CERTIFIED a/b/g 成长期,到 2009 年推出的第四代 Wi-Fi CERTIFIED n 将整个 Wi-Fi 产品带入的成熟的阶段, 2014 年推出更新的第五代 Wi-Fi CERTIFIED ac 更是导入许多的无线技术,到今年 Wi-Fi 联盟推出的新時代第六代 Wi-Fi 6 认证,每一个时代都代表无线网络加入许多的新技术,下表是各个 Wi-Fi 时代的传输速度。 从技术的角度分析,每一代的 Wi-Fi 使用了不同的带宽、调变、安全性与数据流等等,当然有着不同的传输能力并且持续采用更新的技术,各项表现透过以下表格说明: Wi-Fi 6 最大的变革,除了大幅提升原有第四代与第五代的速度外,在安全性的部分也采用目前最高 WPA3 安全性等级;而长久以来 Wi-Fi 的最大问题在于耗电的部分也有提出方案,以目前 IoT 产品充斥市面的现况并与网络相辅相成, Wi-Fi 技术在此绝不能缺席 IoT 的世界,因此提出了省电的技术来协助 IoT 兼具快速传输能力与提高产品的电力续航能力。接着 Wi-Fi 6 的关键技术讨论: A. OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) 原本的 Wi-Fi 使用 OFDM 技术,而 OFDMA 在带宽的分配上将更有效率,举例来说:原本每位使用者拥有相同的时间槽,全部的使用者皆被分配到相同的资源,每隔一个周期被安排资源一次,但在实际的运用上浏览网页或传信息的用户在使用量上会比看电影的少,若透过 OFDMA 则可将资源做更细部的切割, OFDMA 的资源依照使用者的需求不同而调整,因此在使用上将更有弹性的调整分配,而且分配到的周期也不再是固定的,如此更能提高带宽使用率与降低延迟的产生。 B. 1024 QAM (quadrature amplitude modulation) 正交振幅调变是透过在载波上进行振幅调变的方式传送信号,在 802.11n 使用 64QAM ,到了 802.11ac 则使用了 256QAM ,最新的 Wi-Fi 6 则使用更高的 1024QAM 。可看到 1024 QAM 在星座图上更为密集,由于载波之间的间隔更密集,因此对 EVM 的要求更为严格,也因为科技的进步让电子组件更为可靠、震荡器更为精准,因此原视为极限的 256 QAM 能继续向上发展。透过如下的星座图可以看到 802.11ax 使用的 1024QAM 比 802.11ac 使用的 256QAM ,在传送时可以增加更多的容量, Wi-Fi 6 使用 1024 QAM 单一技术就能比上一代增加 1/4 的速度,同时在 MCS 的部分则定义支持更多从 0~11 的调变编码。 C. MU-MIMO (Multi-user multiple input, multiple output) MIMO 多进多出的技术并非新的技术,在 802.11n 即有设备开始运用,以往的单一使用者 SU(Single User) 仅能在一个时间内提供一位使用者 MIMO 的传输,渐渐 802.11ac 提升到多使用者 MU(Multi User) 在 Downlink 时候能提供最大 4 位 (4 Spatial Streams) 服务,最新的 Wi-Fi 6 支持到最高 8 天线的设计,则能同时提供 MU Downlink 和 Uplink 同时 8 Spatial Streams 的传输进行。 D. TWT (Target wake time) Wi-Fi 6 拥有传输速度快、构建成本低等优势,且在生活上早已广为被接受,但其缺点为较为耗电、待机时间短,然而,今日在智能生活的架构下,各种 IoT 产品早广为人们所使用, IoT 其需要的特性为待机时间长,事实上许多传感器的待机时间高达 95% ,因此 Wi-Fi 6 也针对这一需求,加入 TWT 技术来改善待机与电力消耗问题。 TWT 技术能定义每个装置的 Wake Time ,让装置在不使用时进行休眠,一段时间才回到 Awake 。以下图来看, Access Point 在 Beacon 信息里面表示了 TW 时间,不同的设备定义了不同的 TW 时间,举例来说物体传感器的 TW 会较短,温湿度侦测器的 TW 可以较长,在 TW 时间到达时才送出 Trigger 信息让设备 Wake up 后进行运作,在此之前的设备皆在休眠的状况,如此即能简单且有效的达到省电的效果。 E. BSS coloring 以往的无线网络传输,当环境过于忙碌时,数据就会产生碰撞,导致不停的重传影响效率,因此使用了 CSMA/CD 机制来避免数据的碰撞, CSMA/CD 做法为当每次要传输前,先监听通道是否正在传输,若通道净空则可以传输,如此机制虽然容易设计,但在若遇到忙碌的无线环境下,将导致过多的等待时间。 而 BSS coloring 则利用一个 Header ,来标记每个存取点所属于的颜色,以图来说明,被标示为同一个颜色的 BSS Color ,在传输时会忽略其他 颜色的 BSS Color ,即使是同一个频道,也会因为忽略了其他 BSS Color 的干扰,因此可减少等待的时间,尤其在目前无线网络普遍存在拥挤的状况下,如此机制能对抗干扰与有效提高传输效率。 Wi-Fi 6 透过加入了前述的新技术能有效增加原有的传输速度、在资源的使用上也更为有效率,更强的抗干扰与同时多人多任务传输、并且具电力管理的省电机制。除此之外 Wi-Fi 6 也具有向下兼容的能力 802.11a/ ​ b/ ​ g/ ​ n/ ​ ac ,也提升了安全性与优化的频谱运用,因此 Wi-Fi 6 的测试认证除 Wi-Fi 6 本身之外还需要执行以下相关的测试,全部通过即表示产品拥有 Wi-Fi 6 的绝对高质量与性能。图案小三角形为 Wi-Fi 5 认证所必须执行项目,大三角形为 Wi-Fi 6 所必须执行项目。 1. Wi-Fi CERTIFIED™ n 2. Wi-Fi CERTIFED™ ac 3. Wi-Fi CERTIFED WPA3™ 4. Wi-Fi CERTIFIED Agile Multiband™ (MBO) 5. Protected Management Frames (PMF) 百佳泰在众多实验室中,目前拥有 3 套 Wi-Fi 联盟认可的 Wi-Fi 6 测试设备,是目前拥有最多设备的实验室,也有最高效率的测试时间;另外协会推出的其他 30 项的测试项目,目前亚洲地区的认可实验室中,也仅有百佳泰能完全执行全部项目。
  • 热度 3
    2019-7-23 14:41
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    作者:百佳泰/Jim 随着无线通信技术,例如5G、W-Fi、蓝牙等不断推层出新,以及连网产品快速普及,带给人们更快捷便利的生活;然而,无线信号干扰的问题却是日渐严重。无线信号干扰源不胜枚举,而在日常生活环境中,最容易遇到的无线干扰有三种: 1.同频干扰(Co-channelinterference): 在同一场域不同装置同时使用相同无线频道,例如同样使用2.4GHz Channel 6的微波炉和Wi-Fi装置便会互相产生干扰而降低性能。 2.临频干扰(Adjacentchannel interference): 异于同频干扰,临频干扰是相邻频道的“距离”不够远,以导致信号能量干扰到邻近的几个频道。 3.射频干扰(RFinterference): 因应便携式设备热潮以及多元化的功能应用,相关模块设计已往轻薄短小发展,系统内的辐射信号对自身天线性能产生干扰。 面对第三种由系统内不同通讯模块彼此产生的射频干扰,因没有一套举世通用的标准去预防、解决,使得产品达到优化设计难上加难,尤其在极其狭小与精简的空间中,组件彼此间更容易产生噪声干扰、而影响到其传输表现。本篇文章将聚焦日常生活中常见的射频干扰问题,包括USB 3.1 设备(例如USB Dongle)在连接系统(例如笔记本电脑)时,与系统Wi-Fi 2.4GHz信号或是蓝牙2.4GHz信号之间所产生的射频干扰(RF interference),针对这些干扰问题,亦提供相对应的测试解决方案。 首先来介绍De-sense 接收感度恶化(Degradation of Sensitivity),它是目前在产品设计、开发、量产中普遍面临的问题。Desense棘手之处在于,其干扰与被干扰的信号频率相近,无法以简单的滤波器滤除,所以通常须采取屏蔽(Shielding)、远离噪声源等硬件改善的方法,来破坏噪声传输路径达到降低干扰。然而,越趋小型化的电子产品,阻挡噪声路径的方案,效果也越来越不易设计与掌控。 其次,由系统内部发射的干扰信号虽小,但是因为距离接收天线非常近,危害影响却很大。此种干扰会降低天线的信噪比(Signal-to-noise ratio),进而造成天线的吞吐量(Throughput)大幅下降,其中较常见的状况即为USB 3.1 设备在连接系统时,与系统Wi-Fi 2.4GHz信号之间所产生的干扰,高速传输接口与无线通信出现严重抵触,使得现行许多设备无法两者并存。 图1: 连接USB3 设备后,噪声比未连接时多了 20dBm。 (Source: Intel Document: 327216-001 P.10) USB 3.1 所产生的信号干扰可能来自接头、线材及设备本身,如果Wi-Fi的天线靠近信号辐射的位置,则来自USB 3.1的干扰较易影响系统的无线接收器的灵敏度,这会导致无线网络质量的下降。 图2: 干扰信号来自接头、线材以及设备本身。 (Source: Intel Document: 327216-001 P.9) 而目前系统不断走向更为轻薄的体积发展,也使用了多功能SoC芯片, 在单一芯片内能同时拥有Wi-Fi、蓝牙和USB 3.1三种功能,使得系统天线和USB端口在产品设计上若是相对位置太相近,将会恶化干扰问题(见图标1、图标2) , 所以只要是配有USB3.1接口的系统,为了避免无线网络速率下降或是联机范围缩小等问题,在线材及设备上对无线干扰的遮蔽就变得相当重要。 无线干扰的潜在风险 面对产品设计不良的而造成的无线干扰问题,对于消费者以及厂商会带来什么样的影响呢? 消费者: 若产品质量可被消费者认同,则消费者对于该品牌可能会抱持较正面的态度,甚至加速其购买行为。 厂商: 因产品质量不佳带来许多负面效果,例如: 1.增加产品开发时间 2.增加产品研发费用 3.增加退货的机会 4.销售量的减少 5.降低用户对公司质量的信任 6.降低使用者对品牌的忠诚度 7.降低公司品牌的形象 无线干扰Wireless Desense测试方案 为了解决上述USB 3.1对无线干扰的问题,百佳泰提出了 Wireless De-sense 的测试方案,目的是为了让厂商能透过专业测试实验室进行测试来确认产品质量、建立良好的品牌信誉以立足于庞大的产业链中。Wireless Desense不但能够针对系统产品,亦能够针对USB配件、蓝牙配件,提供相对应的验证服务。接下来,就让笔者来分享百佳泰打造的专业测试环境与实测案例吧! Wireless Desense测试环境 ·测试平台、信号衰减器以及AP分别放置电波隔离室(箱),以排除其他干扰变量发生 ·测试平台(SUT或是DUT)可为笔记本电脑、USBDocking、蓝牙键盘、蓝牙音箱等 图3: Wireless Desense测试环境 Wireless Desense实测案例 测试平台: 两台笔记本电脑,编号为USB#0和USB#1 测试手法: 在3段不同的讯号强度,分别为强信号、中等信号以及弱信号下,将同一个USB 3.1装置插入两台笔记本电脑系统的USB接口,量测USB装置连接与未连接系统之间系统Wi-Fi 接收与传送吞吐量流量差异变化。 测试标准: 百佳泰订定严格的吞吐量流量差异标准,以确保一般使用者在笔记本安插USB装置时,不会影响笔记本连网速度以及稳定性等问题。 · 强信号 (RSSI: -45 ~ -50 dB)下,吞吐量流量差异标准 <= 5% · 中等信号 (RSSI: -68 ~ -72 dB)下,吞吐量流量差异标准 <= 5% · 弱信号 (RSSI: -78 ~ -81 dB)下,吞吐量流量差异标准 <= 10% 测试结果: 根据报告显示,在强信号(StrongSignal)的测试状态下,不管是USB#0笔记本电脑或是USB#1笔记本电脑,两台系统的Wi-Fi 接收或是传送 吞吐量流量差异都在合格范围低于5%标准值。 在中等信号(MediumSignal)测试状态下,USB#0笔记本电脑得到的传送数值-7.43%以及接收数值-8.05%皆高于标准值5%,这项结果显示,系统Wi-Fi在中等信号下,将会明显得被USB装置的信号影响。 在弱信号(WeakSignal)的测试状态下,USB#0笔记本电脑的接收、传送以及USB#1笔记本接收的吞吐量流量差异,皆在合格范围低于5%标准值。唯独USB#1笔记本的发送数值为-11.04%高于标准值5%,对应到日常生活中的常见问题,例如笔记本电脑在上传档案时会发生延迟现象。 Bluetooth HID Device Co-existence Test 测试平台: 两台笔记本电脑,编号为USB#0和USB#1 测试手法: 在3段不同的信号强度,分别为强信号、中等信号以及弱信号下,将同一个USB 3.1装置插入两台笔记本系统的USB接口,确认USB装置连接与未连接系统时,蓝牙键盘与蓝牙鼠标皆可顺利且正常的操作。 测试标准: 透过专业测试人员严加判断测试结果,确保一般使用者在笔记本安插USB装置时,不会影响蓝牙键盘或是蓝牙鼠标使用上的不顺畅。 ·强信号 (RSSI: -45 ~ -50 dB)下,键盘/ 鼠标操作无任何延迟以及中断的现象 ·中等信号 (RSSI: -68 ~ -72 dB)下,键盘/ 鼠标操作无任何延迟以及中断的现象 ·弱信号 (RSSI: -78 ~ -81 dB)下,键盘/ 鼠标操作无任何延迟以及中断的现象 测试结果: 根据报告显示,无论在在强信号(Strong Signal)、中等信号(Medium Signal)亦或是弱信号(Weak Signal)的测试状态下,不管是USB#0笔记本或是USB#1笔记本,蓝牙键盘或是蓝牙鼠标在操作上无任何延迟以及中断现象。 Bluetooth Audio Streaming Test 测试平台: 两台笔记本电脑,编号为USB#0和USB#1 测试手法: 在3段不同的信号强度,分别为强信号、中等信号以及弱信号下,将同一个USB 3.1装置插入两台笔记本电脑系统的US接口,同时播放Youtube 4K影片,确认USB装置连接与未连接系统时,蓝牙音箱仍可顺利正常播放声音,不会有任何延迟或破音情况发生。 测试标准: 透过专业测试人员严加判断测试结果,确保一般使用者在笔记本安插USB装置时,播放中的Youtube 4K影片,不会受到USB信号影响,而能够透过蓝牙音箱正常播放声音。 ·强信号 (RSSI: -45 ~ -50 dB)下,声音正常播放,没有任何延迟或破音情况发生 ·中等信号 (RSSI: -68 ~ -72 dB)下,声音正常播放,没有任何延迟或破音情况发生 ·弱信号 (RSSI: -78 ~ -81 dB)下,声音正常播放,没有任何延迟或破音情况发生 测试结果: 根据报告显示,无论在在强信号(Strong Signal)、中等信号(Medium Signal)亦或是弱信号(Weak Signal)的测试状态下,不管是USB#0笔记本或是USB#1笔记本,蓝牙音箱皆能正常播放声音,没有任何延迟或破音。 结语 Desense并非单一产品才会发生的问题,任何组件在运作时,工作频率只要是相近的,都有可能会发生因干扰而造成信号接收感度下降的情况,这些从组件发出的信号若是因设计不良,就很有可能会造成相互干扰。传输接口,例如HDMI、触控屏幕、相机模块、固态硬盘及无线芯片组/无线模块(如Wi-Fi、蓝牙、GPS)等,均需透过缜密的量测、计算,才能精准找出最佳的内建位置,避免彼此间的干扰,将所有可能的问题风险降至最低。 本文所探讨的内容虽然仅是噪声验证的其中一种状况,然而,我们已可以见微知著了解到无线通信技术的博大精深,以及信号干扰掌控的技术深度。厂商在开发时,均需透过更深入的研究、更多的技术资源与精力投入,或是透过第三方专业实验室协助,开发相应的量测方式及与测试解决方案。本文提及的测试环境以及测试手法等等,看似不难,然而,在执行测试时需要专业知识以及测试经验,例如在不同大小的屏蔽室,该如何调整DUT与衰减器之间的距离以及天线角度调整等等。 Wireless Desense测试亦在百佳泰推出的系统周边配件资格认证计划中,扮演举足轻重的角色;随着轻薄型计算机市占率逐年增高,相对带动了周边零配件的需求并且带动市场的蓬勃发展,百佳泰与时俱进,持续开发的系统周边配件资格认证计划,尤以Mac配件资格认证最具代表性,期望能够协助制造商在早期阶段验证产品与系统的兼容性。一旦产品通过测试后,百佳泰将会提供测试报告及证书作为 产品质量证明 。通过质量测试的产品在市场上更能表现出与一般产品的差异性: 1. 成为市场上一流的产品 2. 具备创新与排他性 3. 深受市场消费者信赖的产品 4. 消费市场上的质量保证 无论您是供货商、品牌商、电商及通路商,百佳泰都能够在质量证明上助您一臂之力。
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    2019-5-31 10:53
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    解决HP ProLiant DL380 G5的Centos 7安装与启动不能识别硬盘问题 默认进入安装页面选择 选中“Install Centos 7” 按下【Tab】键 键入“空格” 键入“hpsa.hpsa_simple_mode=1 hpsa.hpsa_allow_any=1”参数 按下【回车】键 开始安装 安装完毕重新启动时硬盘还是无法识别 2.2、启动界面硬盘识别方法 启动后选择第一项 ········································(core) 按下【e】进入编辑状态 找到“linux17”行 选择到这一行的行尾 同样键入“hpsa.hpsa_simple_mode=1 hpsa.hpsa_allow_any=1”参数 按下【Ctrl+X】可正常引导 2.3、重启测试 reboot 搜索 复制
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    2018-12-18 16:44
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    说明:以下文字,灰色为吹水文,黑色为正文,蓝色为采用实际应用中的参数所作的说明。   起因是这样的。时间回到07年底,4G方兴之时,同桌隔壁的隔壁"小白"同学说看不太明白OFDMA的原理,让我讲解一下。我一向对自己的技术水平、逻辑思考能力和表达技巧还是蛮有自信的,因此轻笑一声就答应了。半小时后,在尝试了从时域、频域以及物理意义等各方面讲解,但均无法从“小白”的眼神中抹除那份迷茫之后,我竖起了白旗,让“小白”自生自灭去了。   对知识能力的掌握,我自己粗旷的分为两层:一层是“会了,能应用”;二层是“懂了,能衍生”。而能讲解出来,并让人懂,大抵就是区分一层和二层的分水岭。打一个屌丝男喜闻乐见的比方:第一层就是人界的修炼,即使是“会了”,也是有筑基、金丹、元婴等境界之分的,而高考研考就是天劫,不到大乘之境,终究要化为劫灰;第二层是天界,也自有天仙、金仙之分,而能修至道祖的大牛,终究只是寥寥。我一向觉得自己在专业上还算是个“小仙”,可惜就被“小白”打脸了。   这事儿对我的负面影响挺大的,一是怀疑自己技术宅做久了,表达能力方面严重退化【比如我偶尔会在搜索一个精准的动词或者形容词时,需要尝试2-3次,甚至更多】;二是在涉及到OFDM方面的内容时,仿佛就会看到一张白纸上逡巡着一只挥之不去的黑苍蝇。   时隔多年,近期又回顾了一下OFDM,不经意又记起这桩公案,犹豫再三,还是决定花时间写下这篇文章,把这只盘旋于脑中的“黑苍蝇”拍死。因此虽然现在网络资源极大丰富,各种文章都可以搜到,其实我是没必要专门写这篇未必比别人写得好的文章的。不过毕竟是自己遗留的缺失,需要自己来补上。   下面试图以图示为主讲解OFDM,以"易懂"为第一要义。"小白",你准备好了吗?   注:下面的讨论如果不做说明,均假设为理想信道。 章节一:时域上的OFDM   OFDM的"O"代表着"正交",那么就先说说正交吧。   首先说说最简单的情况,sin(t)和sin(2t)是正交的【证明:sin(t)·sin(2t)在区间 上的积分为0】,而正弦函数又是波的最直观描述,因此我们就以此作为介入点。既然本文说的是图示,那么我们就用图形的方式来先理解一下正交性。【你如果能从向量空间的角度,高屋建瓴的看待这个问题的话,你也就不是"小白"了,R U?】   在下面的图示中,在 的时长内,采用最易懂的幅度调制方式传送信号:sin(t)传送信号a,因此发送a·sin(t),sin(2t)传送信号b,因此发送b·sin(2t)。 其中,sin(t)和sin(2t)的用处是用来承载信号,是收发端预先规定好的信息,在本文中一律称为子载波;调制在子载波上的幅度信号a和b,才是需要发送的信息 。因此在信道中传送的信号为a·sin(t)+b·sin(2t)。在接收端,分别对接收到的信号作关于sin(t)和sin(2t)的 积分检测 ,就可以得到a和b了。(以下图形采用google绘制) 图一:发送a信号的sin(t) 图二:发送b信号的sin(2t)【注意:在区间 内发送了 两个 完整波形】 图三:发送在无线空间的叠加信号a·sin(t)+b·sin(2t) 图四:接收信号乘sin(t),积分解码出a信号。【如前文所述,传送b信号的sin(2t)项,在积分后为0】 图五:接收信号乘sin(2t),积分解码出b信号。【如前文所述,传送a信号的sin(t)项,在积分后为0】 图六:流程图   到了这里,也许你会出现两种状态:   一种是:啊,原来是这样,我懂了。   一种是:啊,怎么会这样,我完全无法想象。这里要说的是,你根本 用不着去想象(visualize) 。数学中是如此定义正交的,数学证明了它们的正交性,那么他们就是正交的,【他们就可以互不干扰的承载各自的信息】。选取sin(t)和sin(2t)作为例子,正式因为它们是介于直观和抽象的过渡地带,趟过去吧。   上面的图示虽然简单,但是却是所有复杂的基础。   1.1下一步,将sin(t)和sin(2t)扩展到更多的子载波序列{sin(2π·Δf·t),sin(2π·Δf·2t),sin(2π·Δf·3t),...,sin(2π·Δf·kt)} (例如k=16,256,1024等),应该是很好理解的事情。其中,2π是常量;Δf是事先选好的载频间隔,也是常量。1t,2t,3t,...,kt保证了正弦波序列的正交性。   1.2再下一步,将cos(t)也引入。容易证明,cos(t)与sin(t)是正交的,也与整个sin(kt)的正交族相正交。同样,cos(kt)也与整个sin(kt)的正交族相正交。因此发射序列扩展到{sin(2π·Δf·t),sin(2π·Δf·2t),sin(2π·Δf·3t),...,sin(2π·Δf·kt),cos(2π·Δf·t),cos(2π·Δf·2t),cos(2π·Δf·3t),...,cos(2π·Δf·kt)}也就顺理成章了。   1.3经过前两步的扩充,选好了2组正交序列sin(kt)和cos(kt),这只是传输的"介质"。真正要传输的信息还需要调制在这些载波上,即sin(t),sin(2t),...,sin(kt)分别幅度调制a1,a2,...,ak信号,cos(t),cos(2t),...,cos(kt)分别幅度调制b1,b2,...,bk信号。这2n组互相正交的信号同时发送出去,在空间上会叠加出怎样的波形呢?做简单的加法如下: f(t) = a1·sin(2π·Δf·t) + a2·sin(2π·Δf·2t) + a3·sin(2π·Δf·3t) + ... ak·sin(2π·Δf·kt) + b1·sin(2π·Δf·t) + b2·sin(2π·Δf·2t) + b3·sin(2π·Δf·3t) + ... bk·sin(2π·Δf·kt) + =∑ak·sin(2π·Δf·kt) + ∑bk·cos(2π·Δf·kt)【公式1-1:实数的表达】 为了方便进行数学处理,上式有复数表达形式如下: f(t) =∑Fk·e(j·2π·Δf·kt)【公式1-2:复数的表达,这编辑器找不到上角标...不过,你应该看得懂的】   上面的公式可以这样看:每个子载波序列都在发送自己的信号,互相交叠在空中,最终在接收端看到的信号就是f(t)。接收端收到杂糅信号f(t)后,再在每个子载波上分别作相乘后积分的操作,就可以取出每个子载波分别承载的信号了。   然后,多看看公式1-1和公式1-2!!!发现咯?这就是 傅里叶级数 嘛。如果将t离散化,那么就是 离散傅立叶变换 。所以才有OFDM以FFT来实现的故事。将在下面的章节进行更多的描述。   遵循古老的传统,F表示频域,f表示时域,所以可以从公式1-2中看出,每个子载波上面调制的幅度,就是频域信息。类似的说法是:OFDM传输的是频域信号。这种说法有些别扭,但是很多教程或文章会使用这样的说明方式,就看读者如何理解了。如果纯粹从公式或者子载波来看,这种说法其实也是很直接的阐述了。   上面1.1-1.3的扩展,可如下图所示: 图七:时域上的OFDM系统图   1.4还有这一步吗?其实是有的。"小白"你可以先想想,想不到的话先往下看,因为这需要在频域中考量,所以我写在后面了。【也可参考 】   将上述的时域分析配上LTE的实现,有如下情况:   【注1:本段描述需要有LTE物理层的基本知识,如果看不明白,请暂时跳过,看完整篇文章后再回看】   【注2:LTE并非时域的实现,下面仅仅是套用LTE的参数,做一个参考分析】   子载波的间隔Δf=15kHz,一个OFDM symbol的发送时间是66.7us,可以发现,15kHz*66.67us=1,即基带上一个OFDM symbol的发送时间正好发送一个一次谐波的完整波形。对于10M的LTE系统,采用的是1024个子载波,但是只有中间600个(不含最中间的直流)子载波被用于传送数据。在一个OFDM symbol的时间内(即66.67us),靠近中间的两个一次谐波传输一个完整波形,再靠外一点的两个二次谐波传输两个完整波形,以此类推至最外面的两个300次谐波传输了300个完整的波形。在这66.67us内,600个子载波互相正交,其上分别承载了600个复数信号。   上面的说法有点啰嗦,不如图示来得直观。本来准备再画一图的,不过一来上面已经有了类似的图,实是大同小异;二来,600个子载波,也太多了点。。。   OK,说到这里,从时域上面来看OFDM,其实是相当简洁明快讨人喜欢的。不过,一个系统若要从时域上来实现OFDM,难度太大,时延和频偏都会严重破坏子载波的正交性,从而影响系统性能。这点在各种教材文章中都会有提及,我就不赘述了。   下面将转入频域来描述OFDM,由于频域不甚直观,的确会稍稍让人费解。不过只要时刻想着时域子载波间的叠加,一切都会好起来。 章节二:频域上的OFDM   第一章节时域上的讨论开始于OFDM中的"O";本章节频域上我们从"FDM"开始。   先图例一个常规FDM的系统图: 图11:常规FDM,两路信号频谱之间有间隔,互相不干扰   为了更好的利用系统带宽,子载波的间距可以尽量靠近些。 图12:靠得很近的FDM,实际中考虑到硬件实现,解调第一路信号时,已经很难完全去除第二路信号的影响了(电路的实现毕竟不能像剪刀裁纸一样利落),两路信号互相之间可能已经产生干扰了   还能再近些吗?可以的。这就是OFDM的来历啊,近到完全等同于奈奎斯特带宽(后面有详述),使频带的利用率达到了理论上的最大值。 图13:继续靠近,间隔频率互相正交,因此频谱虽然有重叠,但是仍然是没有互相干扰的。神奇的OFDM   上面三个图的确有点小儿科,不知道"小白"是不是已经在心里呐喊:这谁不知道呀!不过我在这里花时间画了三张图,总还是有所考量的: a. 作为上一个章节和本章节之间的补充和连接,说明一下OFDM在频域上面的表现,亦即OFDM的本源来历。 b. 引导思考:信号的带宽是多少? c. 引导思考:OFDM正交频谱叠加部分到底有多宽呢?结合1.4,先想想,再往下看,会更好。   再次回到正轨,请回看第一节中的图一至图六等时域波形图,图示了在时域上,波形的调制,叠加接收,以及最终的解码。让我们看看图一至图三中的每个步骤在频域上是如何表现的。   首先来看sin(t)。"小白"呀"小白",你且说说sin(t)的频谱是啥呀?"小白"弱弱的说:是一个冲激。是的,sin(t)是个单一的正弦波,代表着单一的频率,所以其频谱自然是一个冲激。不过其实图一中所示的sin(t)并不是真正的sin(t),而只是限定在 之内的一小段。无限长度的信号被限制在一小截时间之内,【就好比从一个完整的人身上逮下一根头发,然后把整个人都丢掉,以发代人】其频谱也不再是一个冲激了。   对限制在 内的sin(t)信号,相当于无限长的sin(t)信号乘以一个 上的门信号(矩形脉冲),其频谱为两者频谱的卷积。sin(t)的频谱为冲激,门信号的频谱为sinc信号(即sin(x)/x信号)。冲激信号卷积sinc信号,相当于对sinc信号的搬移。所以分析到这里,可以得出图一的时域波形其对应的频谱如下: 图21:限定在 内的a·sin(t)信号的频谱,即以sin(t)为载波的调制信号的频谱   sin(2t)的频谱分析基本相同。需要注意的是,由于正交区间为 ,因此 sin(2t)在相同的时间内发送了两个完整波形。相同的门函数保证了两个函数的频谱形状相同,只是频谱被搬移的位置变了 : 图22:限定在 内的b·sin(2t)信号的频谱,即以sin(2t)为载波的调制信号的频谱   将sin(t)和sin(2t)所传信号的频谱叠加在一起,如下: 图23:a·sin(t)+b·sin(2t)信号的频谱   图23和图13,均是频域上两个正交子载波的频谱图。比一下,发现了吗?不太一样!   是的,想必你已经想起来了,这是因为基带信号在传输前,一般会通过脉冲成型滤波器的结果。比如使用"升余弦滚降滤波器"后,图23所示的信号就会被修理成图13所示的信号了。这样可以有效的限制带宽外部的信号,在保证本路信号没有码间串扰的情况下,既能最大限度的利用带宽,又能减少子载波间的各路信号的相互干扰。这也是1.4中没有提及的,更多的可参考   贴士:脉冲成型滤波器作用于频域,可以"看作"时域中的每个码元都是以类似sinc信号发出的。没必要纠结于发送端码元的时域波形,只需要知道在接收端通过合适的采样就可以无失真的恢复信号就OK咯。   这里用到的是 奈奎斯特第一准则 ,在下面的框框内会稍作描述: 奈奎斯特第一准则请自行google,这里说说其推论:码元速率为1/T(即每个码元的传输时长为T),进行无码间串扰传输时,所需的最小带宽称为奈奎斯特带宽。   对于理想低通信道,奈奎斯特带宽W = 1/(2T)   对于理想带通信道,奈奎斯特带宽W = 1/T   在下面的图31中,可以看出信号的实际带宽B是要大于奈奎斯特带宽W(低通的1/(2T)或者带通的1/T)的,这就是理想和现实的距离。 =0的部分。在从低通到带通的搬移过程中,因为将原信号负频率部分也移出来了(也可理解为同乘e(j2πfct) + e(-j2πfct)的结果,见参考 )【注:没有上角标和下角标的编辑器,真不爽。不过,你应该看得懂的】,所以带宽翻倍了。如下图所示: 图31:内涵丰富的图,请参看上面和下面的说明文字   上面专门用框框列出奈奎斯特第一准则,还有一个重要目的就是说明下频带利用率的问题。 频带利用率是码元速率1/T和带宽B(或者W)的比值 。   理想情况下,低通信道传实数信号,频带利用率为2Baud/Hz;带通信道传复数,频带利用率同样为2Baud/Hz(这是我的理解方式,一路复数信号相当于两路实数信号【复数只是利于数学计算,工程实现只能是实数,即利用sin(t)和cos(t)的正交性】,所以Baud率翻番)   实际情况下,因为实际带宽B要大于奈奎斯特带宽W,所以实际FDM系统的频带利用率会低于理想情况。   【 说到这里,终于可以图穷匕见了 】而OFDM的子载波间隔最低能达到奈奎斯特带宽,也就是说(在不考虑最旁边的两个子载波情况下), OFDM达到了理想信道的频带利用率 。 图32:OFDM正交子载波,载频间距为奈奎斯特带宽,保证了最大的频带利用率   将上述的频域分析配上LTE的实现,有如下情况:   【注:本段描述需要有LTE物理层的基本知识】   子载波的间隔Δf=15kHz,一个OFDM symbol的发送时间是66.7us。在10MHz信道上,1ms的子帧共传输14个OFDM symbol【不是15个,留空给CP了】,每一个OFDM symbol携带600个复数信息,因此:   1. 从整个系统来看,波特率为600*14*2/1ms = 16.8MBaud,占据带宽10MHz,因此带宽利用率为16.8MBaud/10MHz = 1.68Baud/Hz,接近2Baud/Hz的理想情况。【注:一是CP占用了每个OFDM Symbol约1/15的资源,二是10MHz的频带并不是满打满算的用于传输数据,其边界频带需要留空以减少与邻近信道的干扰】   2. 单从OFDM一个symbol来看,波特率为600*2/66.7us = 18MBaud,占据带宽600*15kHz=9MHz【不考虑边界子载波带外问题】,因此其带宽利用率为18MBaud/9MHz=2Baud/Hz,符合上面的讨论。   附:5M带宽的WCDMA的chip rate = 3.84M/s,即码率为3.84M*2 = 7.68MBaud,带宽5M,所以带宽利用率为7.68MBaud/5MHz = 1.536Baud/Hz,略逊于LTE的1.68Baud/Hz【注:WCDMA的脉冲成型采用滚降系数为0.22的升余弦滤波器,奈奎斯特带宽为3.84M】 章节三:用IFFT实现OFDM   其实前两章,我已经将自己的理解尽数表达了:第一节是从时域上来说子载波正交的原理;第二节是从频域上来解释子载波正交后,达到理想频带利用率的特性。想来,虽然前两章写得较长【没预料到会写这么长的...太长了没人看...】,但是应该还是很简单、清晰、易懂的。   不过"小白"的卡壳,似乎并不在于最基本的正交原理和频带利用率上,反而是IFFT变换中,充斥的各种时域频域角色变换让其眼花缭乱。 fn = 1/N·∑Fk·e(j·2π·k·n/N)【公式3-1,n为时域离散后的序号,N为总的IFFT个数,n∈ 】   关于公式3-1的理解方法, 其中一种理解方式 是联系第一章节的公式1-2:可以发现公式3-1等号右侧所表达的物理意义和公式1-2是相同的,均代表了不同子载波e(j·2π·k·n/N)发送各自的信号Fk,然后在时域上的叠加形成fn,只不过现在叠加出来的时域不是连续波形,而是离散的时序抽样点。    另一种理解方式是 :在一个OFDM symbol的时长T内,用N个子载波各自发送一个信号F(k)(k∈ ),等效于直接在时域上连续发送fn(n∈ )N个信号,每个信号发送T/N的时长。   在IFFT实现OFDM中,发送端添加了IFFT模块、接收端添加了FFT模块。 IFFT模块的功能相当于说:别麻烦发送N个子载波信号了,我直接算出你们在空中会叠加成啥样子吧 ; FFT模块的功能相当于说:别用老式的积分方法来去除其余的正交子载波了,我帮你一次把N个携带信号全算出来吧 。就是这样,IFFT实现OFDM的系统用" 数学的方法 ",在发送端计算信号的叠加波形,在接收端去除正交子载波,从而大大简化了系统的复杂度。 图八:用IFFT实现OFDM。请自行对比图七   最后说一句:"小白"乃"白富美"之"白",非"一穷二白"之"白"也。   好吧,该结束了。再写得长了更没人看了。 补充章节:从频谱上来看正交性   本文最开始发表时是没有这一段的,因为原文已然十分自恰,已将OFDM的原理说的非常清楚到位了。然而,这一段的内容却是别的文章中讲解OFDM时经常出现的桥段,因此觉得还是有必要补充陈述一下自己的观点。   【注:本小节为补充章节,与本文逻辑没有必然联系,可直接略过。】   从正文章节中,可以发现 作者的思路:从时域角度讲解子载波的正交性;从频域角度讲解OFDM的频带利用率 。作者觉得这是最容易理解OFDM原理的方式。但是教材中、网络上,还有一种非常主流的讲解方式: 从频域上“直观的”看待子载波的正交性 。比如下面这个图: 图51:从OFDM频谱看待正交性( 本图来自网络 ,比我画的图好些,还有文字说明)   这种观点的说法是: 在每个子载波的抽样点上,其它的子载波信号抽样值均为0 (即上图中的subcarrier Nulls对应某个子载波的Subcarrier Peak)。这种说法在图示上有非常醒目的直观效果,所以是各教材讲义中的常客,但是至少从作者的角度来看, 这种说法在涉及到后面的解调信号时,将变得非常难以理解和说明 。所以本文最开始的版本中是没打算写本小节的。   如果你看到这里,觉得这种说法正中下怀,那么恭喜你。   如果你看到这里,觉得这种说法已经让你的脑袋成了浆糊,那么可以回顾第一章节:时域上的正交性,然后继续阅读下面部分以解毒。   时域上的正交性和频域上的正交性之间的关系该如何联系起来呢?回顾前面提到sin(t)和sin(2t)是正交的【证明:sin(t)·sin(2t)在区间 上的积分为0】,推广到更一般的情况是:{sin(2π·Δf·t),sin(2π·Δf·2t),sin(2π·Δf·3t),...,sin(2π·Δf·kt)}在区间 上正交(注:教材上一般写为u(t)在 区间上怎么怎么着,本文就用不着那么学术了)。可以看出,这里有一个关键的参数Δf:它既是频域上子载波的间距,又确定了时域上的信号传输时间。回顾时域频域转换图: 图52:同前面的图21,时域波形和频域的转换   联系上图的时频转换,可以发现 Δf既确定了子载波本身(即上图中第一排的两个图),又确定了待发信号的传输时间(即上图中第二排的两个图中信号的宽度),从而决定了信号频谱的主瓣宽度以及旁瓣为0的位置 。这也意味着,OFDM系统中一旦选定了子载波间隔,时域上的正交性以及频域上的正交性也就顺理成章的联系起来了。如下图: 图53:同前面的图23,两路信号的间隔Δf,保证了时域上的正交性、确定了频域上的旁瓣0点位置   其实对本作者而言,从频谱上来看待OFDM的正交性有点颠倒因果的嫌疑。按我的理解:OFDM选用的正交子载波是因,频谱中出现“其余 子载波携带信号 的旁瓣0点处于当前 子载波携带信号 主瓣峰值处”的 现象 是果。以果推因,谬矣。 参考 : Wireless Communications, Andrea Goldsmith - 12.2 Multicarrier Modulation with Overlapping Subchannels 参考 : Principles of Digital Communication - Gallager - 6.4.1 Double-sideband amplitude modulation
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    2012-8-29 16:47
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    2012年世界电信和信息社会日的主题为“信息通信与女性”,说到信息通信与女性,我们不能不想到一个对于世界通信业产生过巨大影响的女性海蒂拉玛。由于她发明的扩频技术(Spread Spectrum),奠定了今天移动通信的基础,今天我们在广泛使用的CDMA技术,最基础的技术就是从她的发明中而来。尤其令人称奇的是,这位海蒂拉玛不是象居里夫人一样,是一位专心于科学研究的科学家,甚至可以说,她一生从来就不是一位科学家,相反她是一位20世纪著名的女明星,一生经历坎坷,富有传奇色彩。 确实,海蒂拉玛是一位通信专业的学生,但是美貌让她无法抵抗的放弃了通信,成为了明星,16岁她就开始了表演生涯,18岁的海蒂担当《神魂颠倒》(Ecstasy)的女主角。海蒂成为世界上首位全裸出镜的明星。 20岁的时候拉玛嫁给一当时赫赫有名的奥地利**商――Fritz(Friedrich Mandl),这个**商为纳粹制度**,尤其是生产飞行控制产品,拉玛在自己丈夫身边,了解了这些技术,包括军事保密通信领域的众多前沿思想。 1937年德奥合并,身为犹太人的海蒂·拉玛决心离开丈夫和所谓的纳粹朋友。在一次晚宴中趁丈夫忙于应酬,她药翻了女佣,翻窗而出,径直乘火车逃往巴黎,其后转入美国,被美国米高梅公司的导演发现,正式进入好莱坞。 海蒂.拉玛离开丈夫时基本什么都没有带,但是她的头脑里带了无比珍贵的东西,就是顺便也把纳粹无线通信方面的“ 军事机密”带到了盟国。这些机密主要是基于无线电保密通信的“指令式制导”系统,用于自动控制武器,精确打击目标,为了防止无线电指令被敌军窃取,开发的一系列的无线电通信的保密技术。 40年代初,海蒂在好莱坞结识了音乐家乔治·安塞尔。海蒂向乔治提起一个秘密通讯系统(Secret Communications System)的想法,想要研发出能够抵挡敌军电波干扰或防窃听的军事通讯系统。就是借鉴乔治所熟悉的自动钢琴,按照海蒂的想法,开发出一个能够自动编译密码的设备的模型。靠著两人的智慧以及其他科学家的帮助,他们完成了这项研究,1941年6月10日申请了专利,1942年8月11日通过,即专利号为2,292,387的“保密通信系统”专利。这就是跳频技术,因为这项研究,海蒂也被称为“跳频之母”。 这个专利说明描述了一种引导**的通信方法:在一段固定时间内,在载波频率之间发射方和接收方用一种同步的通信方式。被发射方(飞机)和接收方(**)所采用载波频率同步的编号,是由一种类似自动钢琴音乐筒的装置控制,该装置有一个独特的由88个可能的阶梯组成的序列。通过在每个频率上仅发送整个信息的一小部分,**能受到操纵。干扰通信的企图通常一次只能是一条信道失去作用,而在其他信道上的信息足以保证**做出必要的方向矫正,以击中目标。 不过二战期间海蒂的专利并没有被广泛采用,而是到了上世纪50年代,它被采用在在飞机和被称作声纳浮标设备之间的双向通信产品上,冷战期间这项技术被广泛采用在隐蔽通信产品上,当然,作为军方的保密技术,知道的人很少,更没人记得它的发明者。 冷战结束,跳频技术被解密,频率同步方法也从机械转向电子化,在无线电通信上取得了较大发展。1985年,美国一家成立于圣迭哥高通公司开始悄悄地研发出CDMA无线数字通信系统,它的基础就是跳频技术。 今天当世界上有几十亿使用手机,3G正成为一个改变人们生活方式的新产物时,我们已经差不多忘记了cdma理论的奠基人海蒂.拉玛。 2000年1月19日,海蒂.拉玛去世,人们记住了她的40部电影和6次婚姻,但是很少有人记得她其实是改写人们生活方式的伟大的科学家。    
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