标签: 待机功耗

越来越多的消费电子产品开始具备网络连接功能，这已成不争的事实。虽然功能的增加是一件很好的事情，但遗憾的是，大部分产品在停止使用且仍保持网络连接时，不会自动进入低功耗模式。   近期的欧盟委员会(EC)生态设计联网设备待机先期研究(Lot 27)数据表明，能够通过网络激活的欧洲家用及办公设备的能耗预计到2020年将高达90 TWh（太瓦时）（基本相当于芬兰一年的用电量）。 但情况似乎将要发生变化。 上月，欧盟委员会分发了一份现行待机与关机模式功耗生态设计指令的修订案(EC No 1275/2008)， 并将在定于三月底举行的法规委员会会议上对该修订案进行投票。预计该修订案将会促进较低功率技术的更广泛采用，截至2020将可以节省36 TWh（太瓦时）的电量。 该提案将产品分为两组 - 具备高网络可用性(HiNA)的产品和不具备高网络可用性(HiNA)的产品。具备HiNA的联网设备被定义为“以以下一项或多项功能作为主要功能、但不具备其他功能的设备：路由器、 网络交换机、无线网络接入点（并非终端）、集线器、调制解调器、VoIP电话、视频电话。具有高网络可用性功能的联网设备是指，具备路由器、网络交换机、无线网络接入点（并非终端）或其**能组合，但并非HiNA 设备的设备。”HiNA设备可以在数毫米内恢复功能；不具HiNA的设备需要一秒以上的时间（通常在5秒内）恢复功能。 如果该修订案获得通过，联网设备最大待机功耗要求将会分两个阶段生效，如下所示：     2015 年 1 月 1 日 2017 年 1 月 1 日 具备HiNA的产品 12 W（最大） 8 W（最大） 不具备HiNA的产品 6 W（最大） 3 W（最大） 如需查看提议修订案，请单击此处。 其他能效监管机构也在寻求解决联网设备的待机功耗问题。由国际能源机构(IEA)主办的政策架构研讨会将于多伦多举行，此外还定于9月份在巴黎召开一次国际会议，以期提高节能意识并推进合作。有关本次会议的详细信息，请于今年夏季晚些时候浏览IEA网站。

作者：飞兆半导体 Wonseok Kang, Youngbae Park   介绍   与普通光源相比，LED灯具有效率高、环保和使用寿命长的特性，因而它们正在成为降低室内和外部照明能耗的主选解决方案。设计用于照明供电的开关电 源也应该具有高效率，以便顺应LED灯的节能特性。除了在正常工作过程中具有高功率转换效率之外，开关电源的待机功耗也成为LED业界的普遍关注焦点。在 不远的将来，待机功耗有望调整到1W甚至300mW以下。然而，在LED照明应用中，专用于待机电源的辅助功率级并不适用，主要是因为照明应用在工作期间 不存在待机条件。但是，为灯泡供电的开关电源即便在没有灯或者灯已损坏的条件下仍然与电网连接并吸取能量。这是在照明应用中关心待机功率水平的主要原因。   在空的办公楼中，待机功耗特性不良的照明系统是不环保的，本文探讨如何引入简单的辅助电路来降低待机功耗。所提议的电路能够实现功率因数校正 (PFC)级的间歇工作，该PFC级是降低照明开关电源的待机功耗所必需的。为了评估所提议的电路，我们设计了一个额定功率为120W的两级开关电源，在 宽泛的输入电压范围下可以获得低于1W的待机功耗。   两级配置   由于额定功率的原因和改善功率因数的需求，LED街灯的开关电源通常使用两级配置，它由第一级的PFC模块和第二级的下游DC-DC转换器构成。在 100W左右的中等功率范围，临界导通模式(CRM)是PFC级合适的控制方案。在这个额定功率范围中，下游DC-DC转换器通常采用准谐振反激拓扑。高 度集成的FAN6300脉宽调制(PWM)控制器具有一个内部波谷电压检测器，能够保证电源系统在宽泛的线路电压范围内工作于准谐振状态，并减小开关损 耗，使功率MOSFET漏极上的开关电压最小化。为了最大限度减小待机功耗和改善轻负载效率，专有的绿色模式功能提供关断时间(off-time)调制， 以便降低开关频率，并执行延长的波谷电压开关，保证MOSFET在关断时漏-源电压保持在最低水平。使用这项特性，第二DC-DC级在无负载条件下进入间 歇工作模式，能够获得非常理想的待机功耗特性。大多数现有的PFC控制器并无间歇工作功能，主要是因为PFC级最初针对消费应用和显示器应用，而在那些应 用中为PFC和DC-DC级提供电压源的辅助电源是分离的。在LED照明应用中，通常不采用辅助功率级，因此，应该关断PFC级，否则待机功耗无法低于 1W。   PFC级的间歇工作模式   在两级开关电源中，应关断PFC级，以满足待机功耗法规的要求。关断PFC级的主要原因是大多数PFC控制器没有间歇工作(Burst- operation)特性。如果PFC控制器不支持间歇工作模式，PFC级将会连续工作，即便在无负载条件下也会吸取能量。因此，对于带有现有PFC控制 器的两级开关电源设计而言，关断PFC级是唯一可行的方法。但是，在重新启动PFC级时会出现大的冲击电流，并导致MOSFET等功率开关上电压或电流应 力的增加。此外，还会导致LED灯在恒流工作期间出现闪烁。业界需要找到一种新途径来满足待机功耗法规要求，同时避免上述问题。解决完全关断PFC级带来 的这些副作用的一个可行方法是PFC级采用间歇工作方式。   建议使用一种简单的辅助电路，将PFC的工作与准谐振反激DC-DC转换器进行同步，因为当DC-DC转换器开始间歇工作时，PFC级也能够进入间 歇工作模式。一旦第二级反激转换器结束间歇模式工作，PFC级会立即退出间歇工作模式。图1为该辅助电路的工作原理。PFC级的偏置电源受到准谐振反激 DC-DC转换器反馈的控制。   在无负载条件下，当反激转换器的反馈电压下降时，PFC级的电源电压被切断，PFC控制器停止工作。图2显示负载从满负载到无负载，再到满负载过程 中的工作波形。一旦第二级反激转换器进入间歇工作，PFC级便进入间歇工作模式，并与反激转换器同步停止间歇工作模式。通过对PFC级执行间歇工作，可以 消除可能引起潜在问题的大浪涌电流，并且大幅降低待机功耗。为了评测PFC级的间歇工作，使用FAN7930临界导通模式PFC控制器、带间歇工作功能的 准谐振反激控制器FAN6300A以及所提议的PFC控制电路，设计了一个用于LED街灯的的120W(48V/2.5A) LEB-016演示线路板。如图2所示，建议的电路工作出色。表1所示为在各种输入线路电压下的待机功耗测量值。可以证明：在宽泛的输入范围内，可以使待 机功耗降低80%以上。还可以在高线路输入电压下获得低于0.3W的待机功耗。   结论   这是一种简单但非常有效的改善照明开关电源待机功耗的方法。这个建议的电路可以使PFC级与第二级DC-DC转换器同步进行间歇工作。这种方法消除 了与关闭和重启PFC级相关的涌入电流问题。建议的电路可以有效降低待机功耗。通过评测线路板验证，在较宽的输入电压范围内，可以使待机功耗小于1W。所 提议的方法对于通常没有待机功率调节模块的照明应用具有很大的吸引力。   图1 建议的实现PFC级间歇工作的电路   图2 进入间歇工作(左图)并返回到满负载工作(右图)   表1 待机功耗  

作者： 飞兆半导体 Shao-Chun Huang 本文介绍了飞兆半导体 mWSaver™ 技术中的一项功能，即 AX-CAP™ 放电功能，它实现了无负载和轻负载条件下业内最佳的最低功耗，并符合 2013 能源之星和 ErP 规范。 这项创新的技术通过消除 X 电容放电电阻最大限度地减少 EMI 滤波器的功率损耗，同时满足 UL1950 的安全要求。 I.引言 近年来，节能一直是对电器的关注重点，特别是在待机功耗方面。 为了最大限度地降低功率损耗并符合最新能源之星规范和 2013 ERP ErP 待机功率规定（ATX 电源和 LCD TV 电源在 0.25W 负载下小于 0.5W 的功耗），飞兆半导体已经开发了若干项创新技术，以提高空载和轻负载条件下的节能性能。 其中的主要损耗之一是由于并联到 EMI 滤波器 X 电容的放电电阻造成的，如 图1 所示。 根据安全法规，如 UL1950 和 IEC61010-1，需要使用电阻，这就需要电容在电源插头从电源插座拔下后的给定时间内放电至安全电平。 图1.线路 EMI 滤波器的典型电路   UL1950：对于 A 类设备，电容中大于 0.1μF 的电压必须在 1 秒内衰减到 交流 输入峰值电压的 37％；对于 B 类设备，必须在 10 秒内完成。 IEC61010-1：电源断开 5 秒后，引脚不得处于危险状态（通电）。 放电电阻必须符合等式 (1)，满足放电时间小于一秒的要求。 等式 (2) 显示了与 X 电容并联的放电电阻的功率损耗   1)   2) 表格 1 表明了不同的额定功率系统和放电电阻功率损耗之间的关系。 随着功率的上升，EMI 滤波器的电容也会增加，因此，需要更小的放电电阻以保持相同的放电时间。 这通常会导致高功率应用中更多的功率损耗。 放电电阻的功率消耗是高功率应用中待机功耗的主要原因之一。 表格 1.不同额定功率系统的放电电阻功率损耗  创新的 AX-CAP™ 放电方法是飞兆半导体公司的一项专有 mWSaver™ 技术，旨在取消使用 X 电容放电电阻，同时满足安全要求。 II.提议的解决方案 开关模式电源前端的 EMI 滤波器通常包含贯穿交流线路连接器的电容，如 图2 所示。 诸如 UL1950 和 IEC61010-1 等安全法规要求电容在电源插头从电源插座拔下后的给定时间内放电至安全电平。 通常，在电容上并联放电电阻，用于确保电容已放电，但这会造成电源的功率损耗。 飞兆半导体 FPS™ （飞兆电源开关）FSB 系列的创新 AX-CAP™ 技术仅在电源插头从电源插座上拔下时对滤波器电容有效放电。 由于在正常操作中，AX-CAP 放电电路被禁用，因此 EMI 滤波器的功率损耗几乎完全消除。   图2.FSB 系列的 AX-CAP™电路连接   在 图3 中，拔出插头时，（V AC ）X电容上的交流电压通过HV引脚采样慢慢放电。 FSB 系列对 HV 引脚采样，检测所连接的 X 电容上的交流电压状态，如 Fig. 2 所示。 FSB 系列设置了阈值电压，用于检查 X 电容上的交流电压是否一直高于阈值电平（大约 ½ V 交流电峰值 ），同时在去抖动时间内无零交叉。 满足这个条件后，FSB 系列进入放电模式，并打开采样开关。 X 电容上的电压通过 HV 引脚采样路径放电。   图3.从电源插座上拔出电源插头时的 HV 引脚行为   III.最糟情况分析 拔出电源插头后的放电时间，可由等式 (3) 和 (4) 计算得出：   3)   4) 其中： V DIS-ST ： X 电容进入放电模式的电压电平； V DIS-EN ： X 电容满足安全要求时（交流峰值电压的 37％）的电压电平； t AC-OFF ： AX-CAP ™ 检测线电压的去抖动时间； t S-TIME ： HV 引脚采样周期； t S-CYCLE : HV 引脚采样频率。   最糟情况下FSB系列的放电时间V CX Table 2 =373V计算如所示，V DIS-EN =138V 。 此处，t AC-OFF 为 160 ms,t S-TIME 为 20 µs，t S-CYCLE 为 960 µs。 R HV Fig. 4 取决于不同的交流输入电压范围；因此最糟情况分析如所示。   表格 2.264 V 交流输入电压下，不同 X-CAP™的最糟放电时间   图4.FSB 系列放电时间最糟情况分析   IV.实验结果 对 300W ATX 电源中 16W/5V 待机功率的测试表明提议的方法行之有效。 图 5 显示了在以下条件下使用 AX-CAP™ 放电方法的实验结果：   X- cap ™: 0.47 µF R HV ： 200 kΩ V in ： 264 V AC / 50 Hz 负载： 无负载  对于 300W 的电源系统，X 电容为 0.47μF 时，移除 2MΩ 的放电电阻，功耗可降低多达 30mW。   图5.AX-CAP™ 放电功能的实验结果 V.结论 创新的 AX-CAP™ 放电功能是飞兆半导体 mWSaver™ 技术中其中一项功能，在需要较大 EMI 滤波器的高功率应用中，这项功能可以更有效地改善节能性能。 在 FSB 系列中已应用此功能，用于消除 X 电容放电电阻损耗，同时仍能符合 UL1950 和 IEC61010-1 的安全要求。 凭借此优势，AX-CAP 技术能帮助客户更轻松地设计具有较低待机功耗的开关电源 (SMPS)。

作者：飞兆半导体 邹明璋, 李全章, 詹振辉 节能技术已是当今电子产业的关注点，尤其最受到瞩目的是待机功耗。许多电子产品有相当比例的时间处于轻载或待机（空载）工作模式，因此，“能源之星”等规范标准在致力于提升电子设备所用电源适配器工作效能的同时，也注重提升轻载效能及降低待机功耗。为了降低待机功耗，来满足最新的“能源之星”规 范，飞兆半导体已将许多全新省电技术与功能应用于反激式转换器 (flyback converter)。根据实验的结果，在交流输入电源为230V情况下，将可以实现30mW极低的待机功耗。 本篇文章将探讨一些创新技术，包括：内建高压启动电路、待机时的极端脉冲降频模式（Deep Burst Mode）、极低的工作电流以及高压组件放电 X电容技术 (Ax-CAP™)，以便节省放电电阻的功耗与使用，以上这些省电方法将使电源设计转向低成本、省电和高效率的最佳电源解决方案。 简介 美国能源之星(ENERGY STAR) 从2009 年1 月起，针对无载的电源消耗订定了严格的规范，表一所列是在不同的额定瓦数下的详细规定。   表一、 EPS v2.0 无载时能源损耗标准 当前，能源之星规范已不足以作为新一代电子产品对节能的要求，世界大厂如苹果、惠普和戴尔等响应环保议题，已经积极提出更为严苛的规范，对此，飞兆半导体已将无载损耗门槛降低至30mW。 图一中为典型的反激式转换器，下面分析电源转换器在无载下的损耗。主要的损耗 (不含变压器损耗) 包括了开关损耗(Switching loss) 以及由控制电路组件所造成的损耗。表二分别对这些主要损耗列出损耗估算式和一般的改进对策。   图一、典型的反激式转换器电路 表二、无载的主要损耗分析表(不含变压器损耗) 这些主要的无载或极轻载损耗，如图一所示将被划分A、B和C三个区域来讨论，应用飞兆半导体的创新技术，可分别降低这三部分的损耗。 首先为A区域，A区域里有消除电磁干扰的X电容器与并联的安规放电电阻，基本上这器件的选用必须符合安规等式(1)，其中安规规定的放电时间须满足于1秒 内；并联接线方式势必于安规电阻上会有电能的功耗，且与输入电源电压的平方成正比增加，这个功耗可利用等式(2)得知，例如当输入电源为264V且放电电 阻为2MΩ时，将会有可观的35mW在此区域消耗。     等式(1)     等式(2) FAN6756使用创新的内部高压器件对 X电容放电技术(Ax-CAP™)，消去放电电阻的功耗并不需此电阻的使用仍可通过安规认证。 在图二中，当于无载或极轻载时拔去输入电源插头时，交流电压(V AC )会保持在一个近似稳定的电压加在X电容器两端，FAN6756通过HV引脚的取样逻辑去得知V AC 的电压变化，这个逻辑电路内部设置有一个比较电压 (V Threshold )去检测是否V AC 电压值在芯片设定的延时时间（debouncing）内始终高于这个比较电压 (V Threshold )，如果确认此时为拔插头的状况，FAN6756 将HV脚通过内部开关管连接至VDD，利用高压启动电流将X电容上的电荷释放；此功能只在无载或极轻载条件下有效，而取样逻辑的判断时间约为40ms。   图二 、拔去输入插头的相关电压行为 从图三中可得知HV引脚功能包括高压启动、输入电压取样电路和X电容放电机制， M 1 开关是连接高压和V DD 之间的桥梁，由UVLO来控制。M 1 开关和R 2 路径用来实现高压启动功能， M 3 开关是通过一个频率信号控制来做输入电压取样控制，R 2 和R 1 分压形成一个输入电压 (V INAC )的取样到比较器的反相输入端；V INAC 是用来侦测输入电源的电压值；V REF 是用来做为放电判断的参考电压。假如V INAC 总是高于 V REF ，M 2 开关将被闭合，V DD 电位将被放电到V DD_OFF ，使得UVLO保护触发，UVLO保护将打开 M 1 开关并关闭M 2 ，HV引脚将从X电容汲取所需的启动电流对V DD 的电容重新充电，以达到放电功能。   图三、HV引脚的逻辑电路图 接下来介绍如何改进B区域的损耗，于B区域致力的目标是降低功率晶体管和 IC的功耗。功率晶体管主要功耗因素有V DD 电压、B urst 的时间长短和开关频率(F SW ) 如等式(3)所示，在一般工作模式中(非保护模式)，FAN6756使用创新技术去产生极低的UVLO电压约为6.5V，所以辅助绕组电压设定将可大幅降低；其次将B urst 时间延长，降低在无载或极轻载时的工作频率与脉冲频率(f Burst )使FAN6756进入极端脉冲降频模式，进而降低开关损耗；另一方面在栅极无输出的情况下让IC的工作电流(I OP_Gate-off ) 降低，以减少如等式(4)所示的IC静态损耗。图四为于高压无载条件下的实际量测波形，辅助绕组电压平均值大约为12V而栅极与栅极驱动 之间的距离大约为1.12秒，此种方法可以降低 B 区域**率晶体管和 PWM IC 的功耗。图五定义出等式 (3) 与等式 (4) 中的相关参数。               等式(3)                             等式(4)     图四、输入230 VAC 的无载测试波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)     图五、等式(3) 与 (4) 的参数定义示意图 最后部分为 C 区域的功耗改善方式。 FAN6756　的反馈电压引脚 (FB)通过TL431与光耦合器获得次级端的输出电压信息，以此信号决定栅极的占空比；如图六所示，流经光耦合二极管的正向偏压电流(I F )经过电流转换比 (CTR)后，将可控制初级端的反馈电流 (I C )。   图六、  次级端电压调变(Secondary-side Regulation)电路 在无载条件下反馈电流 (I C )将呈现最大值，因为于此情况下会有最高的输出电压，进而引起最大的正向偏置电流于次级端，如果想减少反馈环路 (C区) 的无载功率损耗，势必需从PWMIC 本身来消减此功耗。 如何消减功耗呢？图七所示为光耦合器 (PC-817) 的电压-电流曲线，如果可以把反馈电流 (I C ) 降至比0.5毫安或更低，这光耦合器 (PC-817) 将被迫工作在非线性区域，甚至进入“死区”。 FAN6756 依上述原理, 于无载情况下通过飞兆半导体的专利技术降低反馈电流 (I C ) 的大小，使光耦合器几乎工作于非线性区，进而降低反馈环路的功耗。   图七、光耦合器 (PC-817) 电压-电流曲线 于无载情况下，FAN6756切换其内部的反馈阻抗 (Z FB )，要减少反馈电流 (I C ) 便必须将反馈阻抗(Z FB )　切换到大阻抗值，使光耦合器 (PC-817) 进入到非线性区，此方法亦可迟缓电压反馈响应，进而增加栅极驱动脉冲时间间隔 (t Burst )；间接降低 B区域的功率晶体管功耗，等式(5)所示为光耦合器于次级端的功耗表示式。                                       等式(5) 从图八逻辑电路图中，可得知如何去开关反馈阻抗 (Z FB )；于无载条件下，反馈电压值将与内部的 V REF1 与V REF2 作比较，若反馈电压小于V REF1 ，逻辑电路将会关闭栅极并将反馈阻抗 (Z FB ) 开关至高阻抗值；反之当反馈电压大于V REF2 时，逻辑电路将反馈阻抗 (Z FB ) 切换回低阻抗值并使栅极继续输出，目的是使光耦合器于栅极将输出时可工作于正常的工作区域。   图八、反馈阻抗(ZFB)的开关逻辑电路图 FAN6756 与 FAN6754无载损耗计算实例 将飞兆半导体新、旧PWM IC：FAN6756 与FAN6754 置于相同的测试板上 (其额定输出电压/电流规格为19V/3.42A)，量测无载时与输入电压为230V时的相关参数值，并将这些实测参数带入表一中所提的无载损耗计算式， 可得到如表三所计算的损耗值。以前的 PWM IC (FAN6754)  并没有集成飞兆半导体的创新节电技术，所测得的无载损耗为 73mW。 图九、输入230 VAC 的无载测试波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)   表三、FAN6756 与 FAN6754 无载的主要损耗计算表(不含变压器损耗) 结论 本文章探讨FAN6756降低电源供应器整体待机功率损耗的方法。首先以数学表示式大约表示出主要的开关损耗和控制电路损耗，进而确认降低开关频率 (F SW ) 与增加栅极脉冲时间 (t Burst ) 为降低功率晶体管功耗的主要对策，接着导入多项飞兆半导体创新的专利技术去实现更低的整体待机损耗。最后，应用于一款实际的交流反激式转换器系统中，其额定输出电压/电流规格为19V/3.42A，在230V 交流输入且于输出无载时，输入功率只有30mW。

作者： James Sheen   做一个简单的数学计算，就很容易理解为什么政府机构和手机制造商突然积极致力于降低手机充电器的待机功耗了：全球手机用户超过40亿，而其中大多数 用户都习惯于即使在电池完全充满并拔掉手机之后，仍然让自己的充电器保持连接状态，因而会继续耗电。根据诺基亚的统计，移动设备使用期间用电量的三分之二 是在空载模式下消耗的。 降低温室效应气体排放量和化石燃料消耗量无疑对我们所有人都十分重要，但除此之外，手机充电器解决方案还必须具有切实的优势，如合理的成本、易于实现和确 定的可靠性。在这方面，飞兆半导体为设计人员提供了相关IC，这些产品利用该公司在集成和封装领域的专业能力，在单一器件上整合了一个PWM控制器、一个 MOSFET(如果需要)和多项保护功能，能够帮助制造商达到空载功耗不到30mW的5星级水平(只有业界平均功耗300mW的十分之一)以及±5%的输 出CV/CC容限，并且无需次级端控制电路。 严格的空载容限 现在的手机用户要求繁多，包括大尺寸的触摸屏、数百万像素的相机、蓝牙及802.11 WiFi连接、全面的网络浏览、电邮和数据库访问、GPS导航、音乐及视频下载，以及即将实现的移动数字电视。所有这些热门功能都需要使用电能。手机是经 由电池供电的，而电池可通过各种不同的电源进行充电，如汽车上的点烟器(电源转换器)、商业飞机座椅上的电源插座，还有笔记本电脑或台式机上的USB端 口。 当然，最普遍的充电电源还是壁式AC电源插座和通常被称为手机充电器的外置AC-DC适配器，然而，这类设备大多数都不是真正的充电器。充电电路其实位于手机内部。 手机充电时平均仅需要2 W的功率，而笔记本电脑需要近100W，这也是手机充电器比笔记本电脑充电器小得多的原因。尽管如此，由于全球手机用户多达40亿，而PC拥有者只有10 亿，故降低用户熟知情况中的待机功耗，即工程师熟知条件下的空载功耗，已成为当前的一项关键设计考虑事项。 这些关注的结果是采取一系列措施来提升效率和降低空载功耗的需求。其中最新最严格的是由全球前五大手机厂商提出的一项自愿性的充电器星级制协定，用以标识 在充电完成之后，充电器仍插在壁式插座上时的耗能量。该星级制从0星级开始，最高5星级。空载下额定待机功耗0.5 W的充电器为0星级标签，待机功耗0.03 W (30mW)的为5星级(见下表)。通过比较，大多数现有手机的待机功耗在150–300mW范围。   这一点十分重要，有必要再次重申：要想获得5星级标签，充电器必须达到30mW或更低的空载功耗(见下表)，这比能源之星(level V)的阈值低90%。 (Source: ENERGY STAR®) 严格的CV/CC容限为什么重要 目前，小型便携式设备的电池都选择锂离子技术。这种技术的优势在于其尺寸小、能量密度大、自放电小，而且在尺寸和形状方面具有极大的灵活性。锂离子电池一般适用于恒流/恒压(CC/CV)充电方式；每种充电模式的时间长短取决于电池的容量和充电器的性能。 在最基本的形式下，即电池电压很低时，充电器进入恒流(CC)充电模式；这时大部分充电能量都传送给电池。一旦电池充电充到浮动电压(电池断开，零电流时，电池电压通常在4.2V左右)，系统将开始减小充电电流，以保持所需的电压——此所谓“恒压”模式。 虽然实现起来比较简单，但给手机充电实际上需要对浮动电压区进行精确的控制，才能获得最大电池容量，并延长电池使用时间。不精确的电池电压调节可能会使电 池充电不足，导致电池容量大幅度减小。另一方面，如果充电电压过高，电池的循环寿命会大大缩短。锂离子电池的过度充电还可能造成设备的灾难性故障。 满足30mW目标 对于设计工程师来说，门槛突然被拔高了。不过，不妨回想一下一年多前，那时的情形与现在似乎并无二致。当时，手机电源供应商设计出的恒压/恒流(CC/ CV)适配器/充电器大受赞誉。在待机模式下，这些适配器/充电器在120 VAC 时功耗为75mW， 240 VAC时为90 mW，都满足美国环保署能源之星规范中针对这两种输入电压制定的0.5W的要求。 虽然30mW是一项极具挑战性的要求，不过飞兆半导体的第三代PSR PWM产品仍然能够轻松满足。飞兆半导体最新推出的FSEZ1317器件集成了一个700 V 功率 MOSFET (1A)，可节省空间和成本。其CV/CC容限从±10%紧缩至± 5%，同时，外部电阻和电容的数量从12个减少到了5个(3个电阻，2个电容)。 这种PSR PWM 控制器可实现非常精确的 CC/CV 调节，且无需其它解决方案所需的次极端电压或电流反馈电路。对设计人员而言，在电池充电器应用中采用次极端反馈电路来进行CV/CC输出调节的传统方案已 不再有吸引力，因为其成本高，器件数目多，这意味着需要更多的板上空间和更大的充电器。此外，由于次级端元件会产生功耗，能效也受到不利影响。 对于需要外部MOSFET的设计，工程师可选择飞兆半导体的FAN103 PSR PWM控制器。在众多解决方案供应商中，只有飞兆半导体提供有独立式＋集成式MOSFET PWM控制器选择。 飞兆半导体的IC产品拥有节能性能的关键原因在于它采用了高压(HV)启动电路、专有绿色控制模式，以及专门开发的TRUECURRENT™技术，后者利 用PSR控制反激式转换器来调节输出电流，无需次级反馈电路。该控制器使用模拟信号处理和采样技术，通过变压器的初级端辅助绕组来调节输出电压/电流。利 用这种方案，充电器能够获得比传统电路设计更小的外形尺寸、更低的待机功耗和更高的效率。