标签: sg3525

　　 0 引言 　　随着电能变换技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用。为此，美国硅通用半导体公司推出了SG3525，以用于驱动N沟道功率MOSFET。SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。其性能特点如下： 　　1)工作电压范围宽： 8～35V。 　　2)内置5．1 V±1．0％的基准电压源。 　　3)芯片内振荡器工作频率宽100Hz～400 kHz。 　　4)具有振荡器外部同步功能。 　　5)死区时间可调。为了适应驱动快速场效应管的需要，末级采用推拉式工作电路，使开关速度更陕，末级输出或吸入电流最大值可达400mA。 　　6)内设欠压锁定电路。当输入电压小于8V时芯片内部锁定，停止工作(基准源及必要电路除外)，使消耗电流降至小于2mA。 　　7)有软启动电路。比较器的反相输入端即软启动控制端芯片的引脚8，可外接软启动电容。该电容器内部的基准电压Uref由恒流源供电，达到2．5V的时间为t=(2．5V／50μA)C，占空比由小到大(50％)变化。 　　8)内置PWM(脉宽调制)。锁存器将比较器送来的所有的跳动和振荡信号消除。只有在下一个时钟周期才能重新置位，系统的可靠性高。 　　 l 脉宽调制器SG3525简介 　　1．1 结构框图 　　SG3525是定频PWM电路，采用原理16引脚标准DIP封装。其各引脚功能如图1所示，内部原理框图如图2所示。 　　 1．2 引脚功能说明 　　直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的元器件作为电源。振荡器脚5须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。振荡器频率厂由外接电阻RT和电容CT决定， 振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出，误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PwM脉冲送至三极管VT1及VT2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证VT1及VT2不同时导通。最后，VTl及VT2分别输出相位相差为180°的PWM波。 　　 2 系统结构设计 　　本电源输入电压是由带隔离变压器的+30V电源提供，图3是选用SG3525设计的DC—DC直流变换器原理图。性能指标是：输入电压为DC24～35V可调，输入额定电压为30V，输出为5V／lA。本系统由SG3525产生两路反向方波来控制MOSFET的导通与关闭，MOSFET驱动采用推挽方式，本设计在变压器的中心抽头加入30V直流电压，输出部分采用全波整流，在输出点上有分压电阻给TL431提供参考电压，并通过光电隔离反馈到SG3525，以调节控制输出方波占空比来稳定输出电压。由于本设计采用推挽式功率变换电路，在输入回路中仅有一个开关的通态压降，而半桥和全桥电路有2个，因此在同样的条件下，产生的通态损耗较小，这种拓扑特别适合输入电压较低的场合，这也是本设计为什么采用推挽变换器的原因。其中的变压器可同时实现直流隔离和电压变换的功能，磁性元件数目较少，成本较低。 　　 2．1 高频变压器设计 　　推挽变换器的高频变压器如图3中所示，原边和副边的绕组都分别有一个中心抽头。磁心参数选择如下： 　　变压器输入电压幅值Up1=24V，直流输出电压5V，串联二极管串联压降取0．6V，所以次级绕组电压幅值Up2取5．6V，最大工作比α=0．45，次级绕组峰值电流Ip2=1 A，次 　　(变压器效率η取为1，这个效率不包括整流二极管在内)，取工作磁感应强度Bm=170mT，电流密度j取4．8A／mm2，铜在磁心窗口中的占空系数Km(初选时取0．2～0．3)，实际计算是取Km=0．2 5，则计算面积乘积 　　取EEl6磁心，它的中心磁铁截面积(Ae)19．2mm2，磁心的窗口面积(Aw)为39．85mm2，因此EEl6的功率容量为Ae×Aw=19．2×39．85mm4=0．0765cm4，而计算面积乘积AP=O．029cm4，它明显小于上面的功率容量的乘积0．0765，可见采用EEl6磁心时，其功率容量已足够大。绕组匝数计算如下：先确定最低电压绕组的匝数 　　取偶数N1=34，其中开关管最大导通时间Tcn=9μs，控制器输出频率f=45kHZ。按照原边34匝，副边8匝绕制变压器，在变压器的绕制过程中，为了减少变压器的漏感，要将原边绕组和副边绕组紧密耦合。 　　 2．2 控制及驱动电路设计 　　采用SG3525集成PWM控制器作为控制芯片，它的外围电路简单。电路中的锯齿波生成电路由RT、CT和内部电路组成，本设计取CT=4700pF，RT=3．3kΩ，RD=100Ω，经计算振荡器输出频率是90kHz，PWM输出频率定为45kHz。软启动电容接入端(引脚8)接一个lμF的软启动电容。只有软启动电容充电使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。 　　系统中的基准比较调节电路则由基准引脚Vref、同相输入端及外围电阻构成。2脚的电压固定值接近5V。SG3525的l、2、9脚及其外围电路构成了PI调节器，它的输出与5脚锯齿波和软启动电容一起可控制PWM控制器以产生方波。它的输出级ll、14脚输出两路互补的PWM波，采用图腾柱式结构，灌拉电流能力超过200mA，可以直接驱动MOSFET管，只需加一门级电阻即可。在本设计选用的是IR公司生产的IRF630。其具体设计电路如原理图中所示。 　　 2．3 反馈补偿电路设计 　　为了确保输出的稳定，在+5V上引入反馈，采用2．5～36V可调式精密并联稳压器TL43l作为稳压器件。TL43l是德州仪器公司生产的一款有良好热稳定性的三端可调分流基准源。它的输出电压可用两个电阻任意设置到Vref(2．5V)到36V范围内。该器件的典型动态阻抗为0．2Ω。用它来构成外部误差放大器，再与光耦组成隔离式反馈电路。为了将连续变化的输出迅速反馈，需采用线性光耦，如PC817。PC817不仅可以起到反馈作用，还可以起到隔离作用，当PC817二极管正向电流在3mA左右变化时，三极管的集一射极电流在4mA左右变化，而集一射极电压在很宽的范围内线性变化，因而比较符合SG3525的控制要求。 　　当+5V输出电压升高时，经R27、R28分压后得到的取样电压，就与TL43l中的2．5V带隙基准电压进行比较，并在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流发生变化，再通过光耦PC817去改变SG3525 1脚的电压大小，从而改变9脚电流大小，最后调节，再通过光耦PC817使反馈电压增大，SG3525的1脚输入端电压升高，经SG3525内部电路后ll、14的输出占空比减小，使+5V维持稳定。 　 　2．4 输出电路设计 　　在负载电流相同的条件下，全波和倍流整流电路中二极管的总通态损耗比全桥整流电路小一半，这就意味着在输出电压相同，且其它损耗相当的情况下，全波和倍流整流电路的效率会较高。在低压输入电路中，二极管通态损耗占电路总损耗很大比例，通常在输入电压较低的情况下(小于100V)采用全波电路比较合适，因此本设计采用整流器件MBR20100，其管压降小，可提高效率，二极管两端采用RC吸收电路，抑制二极管的反向瞬态电压，高频电压经其整流后由滤波电容C13滤波，再经磁珠L1组成低通滤波器向负载输出，C14可降低交流纹波。输出电路设计如原理图所示。 　 　3 实验波形和实验数据 　　图4是满载时输出波形，从图中可以看出，满载时+5V。输出比较稳定且纹波比较小。图5是直流输入30V、满载输出时MOSFET漏一源极电压波形(衰减lO倍后)，可以看出此时占空比最大约为45%。 　　为了验证该系统的稳定性，实验中记录了不同负载下的输出电压值和不同输入下输出电压值如表1和表2所示。 　　从表1和表2可以看出，随着负载的加重，输出电压有小量的降低，随着输入电压的增加输出电压有小量的提升。但都基本维持在5V左右，负载调整率为(5．06～4．97)／4．97=1．8％，表明该系统较好地实现了稳压。 　　 4 结束语 　　本文介绍了基于控制集成芯片SG3525的推挽式DC—DC直流变换器的系统结构设计方案，特别适用于低压输入的场合。整个系统所占用的PCB板面积很小，可直接做在单板系统上， 为绝大多数单板系统提供足够的电能。经实验证明，它结构简单，性能可靠，成本低廉，而且重量轻、体积小，具有很大的实用潜力。

　　 引 言 　　较之传统的单电源供电而言，并联电源具有很多优点，如可实现大容量、高效率，能够达到较高的可靠性，能够根据需要配置成为冗余系统，能够实现电源的模块化等。而几个DC/DC模块并联运行时，如果能够实现各模块的交错运行，则可以减小总的电压和电流纹波幅值，提高纹波频率，从而提高输出电压电流的质量。对一台CCM模式运行的N模块并联电源系统而言，实现交错运行将使得系统的纹波幅值较之单模块大为减小，而纹波频率则提高N倍。 　　交错运行方案已被广泛采用于DC/DC并联电源系统中，不过现有方案多采用集中式控制，通过一个独立的控制模块产生一系列频率相同而相位差为2πPN的触发脉冲来驱动相应的变换器。这种方案优点是控制简单，但其缺点也显而易见，即该方案难以适应模块数目变化的情况。此外集中控制单元的采用也使得系统的可靠性极大地取决于控制单元的可靠性，提高了系统的运行风险。为了解决集中式控制的不足，有文献提出了一种基于交错线的自动交错控制方案，该方案采用分布式控制，能够适应模块数目变化的情况，而且分布式控制的采用也降低了系统由于集中式控制单元而带来的运行风险。较之传统的集中式控制方案而言，这种控制方案的优势是很明显的，但其缺点也很明显，那就是交错线的引入一方面使得系统的模块化无法真正实现，另一方面，交错线极易受到干扰，这使得系统的可靠性受到影响。 　　为了解决现有交错运行控制方案的缺点，本文研究了一种无交错线自动交错控制方案，这种方案采用分布式控制，而且不需要交错线，能够提高系统运行的可靠性，并且实现真正的模块化。 　　 无交错线自动交错原理 　　基于无交错线自动交错控制方案的三模块并联系统的电路结构图如图1所示，其中主电路采用普通BUCK变换器。由于模块2、3的结构与模块1完全一样，故而简化之。   图1　三模块并联系统结构图 　　从图1可以看出，三个参与并联的模块只有输出端通过负载相互连接，此外模块之间再无其他连接线。在每个模块中，主电路向控制电路反馈输出电压、本模块输出电流以及本模块主电路主开关管的开关信号，而控制电路向主电路提供PWM控制信号来控制主电路主开关管的导通与关断。 　　该方案原理如图2所示，主要由脉冲整形单元、异地时钟获取环节、锁相环电路以及PWM控制信号发生电路构成。 图2　控制电路原理框图 　　由图可知，系统时钟是通过提取输出电压中的尖峰脉冲成分并对其进行处理而得到的。由于不同模块通过的传输路径的差别，因此提取到的尖峰脉冲幅值不一，必须首先进行“整形”，这可以通过高速比较器来实现。经过高速比较器后得到的系统开关信号中，对应于每次开关时刻可能有多个窄方波。为了确保对应于每个开关时刻只有一个开关信号，还需要用单稳态触发器对高速比较器输出信号进行处理。此后，得到的一系列脉宽相等幅值相同的窄方波便为与系统每个开关动作对应的系统时钟，如图3所示。其中，波形R1是经过高通滤波后的电压尖峰脉冲，波形1是经过高速比较器“整形”后得到的一系列窄脉冲，而波形2则是单稳态触发器输出的对应于系统各次开关动作的系统时钟的。 　　得到系统时钟后，便可以通过系统时钟与本地时钟之间的逻辑运算来获得异地时钟。为了实现系统中各模块的交错运行，则必须实现各模块对应时钟的交错运行，在本方案中，这通过各模块控制电路中的锁相环电路来实现。 图3　系统时钟信号的提取 　　以两模块并联的情况为例，图4所示波形2为本地模块时钟，波形1为异地模块时钟，由图可知，此时，本地模块时钟频率小于异地模块，鉴相器检测模块时钟的上升沿得到3所示波形，低通滤波后得到本地VCO输入，是一个渐升的直流电压，从而使得本地VCO输出频率提高，将此VCO的输出脉冲作为本地模块的 SYNC同步，则可以使本地时钟频率上升。而对异地模块而言，其VCO输入是一个渐降的直流电压，则可以使其时钟频率下降。这样通过本地模块和异地模块时钟频率的反方向调整，最终即可实现频率同步。 图4　两模块并联系统频率同步的实现 　　如果两个模块的VCO压频特性一致(这可以通过调节锁相环的外部电路参数实现)，且我们事先设定他们的初始振荡频率(offset frequency)也就是VCOin=0V时的振荡频率相同，那么，最终实现频率同步时，两模块的VCOin也一定相等，则两模块的相位必然交错180 度。 　　图5为三模块交错结果示意图，其中波形1为本地模块检测到的系统时钟，为一系列等宽的窄方波脉冲，每个窄方波对应系统中某个模块的一次开关动作(开通或者关断)；波形2为从系统时钟里除去本地时钟后剩下的部分，即异地时钟，反映了系统中本地模块之外的其他模块的开关时钟信息。在本地模块控制电路中，锁相环电路根据所检测的异地模块开关时钟信息(波形2)与本地开关脉冲(波形3)进行鉴相，鉴相器输出结果为一周期变化的矩形方波，如波形4所示。在一个周期内，该方波上升沿对应本周期内异地时钟信号的第一个上升沿，下降沿对应本地开关信号的上升沿。除了本周期的第一个上升沿之外的其他异地时钟信号的所有边沿均为无效信号，在系统中不起作用。对于系统中其他两个模块，也是如此，对应的鉴相器输出结果分别如波形5、6所示。  图5　三模块并联系统交错示意图 　　本文所提的方案能够实现系统的自动交错运行，具体过程如图6所示。系统本来有三个模块并联运行，每个模块交错120度，分别记作模块1、模块2、模块3。其中模块1和模块2的开关脉冲如图中波形1、2中实线波形所示。 图6　自动交错的实现 　　在某个时刻，模块3退出运行，系统变成两模块并联运行。在变化瞬间，对模块2而言，其控制电路中鉴相器的输出发生突变，输出矩形方波占空比降低，如图中波形3中实线波形所示，这导致模块2的开关频率降低，在图中表现为它的开关脉冲“右移”。 　　对于模块1而言，在系统发生变化的瞬间，其鉴相器的输出不会发生突变，而随着模块2的开关频率降低，则模块1控制电路中鉴相器的输出矩形方波占空比也将逐渐降低，而这也将导致模块1的开关频率逐渐降低，在图中也表现为它的开关脉冲“右移”。 　　经过一段时间的调整后，模块1和模块2将达到一个新的稳定状态，两者的开关频率将再次相同，此时，两个模块必然互相交错180度。系统达到新的交错状态，如图6中的虚线波形所示。 　　在本方案中，PWM信号是通过SG3525芯片产生的。锁相环输出信号用作PWM信号发生电路的同步端，而所产生的PWM脉冲占空比则由电流设定与电流反馈的误差进行调节。 　　 实验结果 　　为了验证本文所提无交错线自动交错控制方案是否可行，我们设计了一台基于该控制方案的实验样机。样机由三个相同的小功率BUCK电路并联而成，输入电压30～50V，开关频率95～105KHz，负载为纯电阻，8～15Ω。 　　图7为三模块并联的BUCK变换器系统波形，其中信号R1、R2和R3为三个模块的PWM开关信号，由图可见，此三个信号彼此交错120度，表明系统工作在交错运行状态。 图7　三模块并联交错运行波形图 　　信号1为系统输出电压的交流成分，包括纹波和电压尖峰脉冲，对应的刻度为50mV/div。此时的电压纹波峰2峰值为24.7mV，是比较低的，而纹波频率则为系统开关频率的三倍，符合前文对交错运行效果的分析。 　　信号R4为此时的输出电压波形，刻度为5V/diV，此时输出电压为9.6V，电压平直程度较好，无明显纹波成分。 　　图8显示了该系统自动交错运行功能的实现。初始系统有三个模块并联并且运行在交错状态，其中信号1、2和信号R2为初始参与并联运行的三个模块的PWM主开关信号，彼此交错120度。在某个时刻，其中的一个模块(对应PWM主开关信号2)因成了一条直线。此时，系统的自动交错功能开始起作用。由图8可见剩余两模块(对应PWM主开关信号1和R2)由彼此交错120度逐渐向彼此交错180度过渡，在经过若干周期后实现彼此交错180度运行，即达成了两模块并联时的交错运行状态。信号R1显示的是这个过程中系统输出电压纹波变化情况。 图8 　自动交错实现过程 　　为了验证交错运行的实际效果，我们还设计了一组对照实验，通过使两模块并联系统分别运行在并联同步、并联不控以及并联交错运行状态，比较各自输出电压纹波之间的差别来验证交错运行确实能够降低输出电压的纹波幅值，并且提高输出电压的纹波频率。 　　在图9中，两个模块的PWM主开关信号频率相同且彼此同相，因此处于同步运行状态，此时，两模块出电压纹波的波峰无相差，二者彼此重叠，因此，输出电压的纹波比较明显，幅值比较高，峰2峰值为1.1V，纹波的频率与系统开关频率一致。 　　在图10中，两个模块的PWM主开关信号相互独立，二者的频率有差别，体现为两个信号的相位差呈现周期性变化，而表现在输出电压上则是输出电压的纹波幅值时大时小，在0.5V至1.0V间呈现周期性变化，变化的周期跟两个PWM主开关信号的频率差有关。 图9　两模块并联系统同步运行 图10　两模块并联系统独立运行 　　在图11中，两模块的PWM主开关信号频率相同，相位互相交错180度，因此处在交错运行状态，此时两模块输出电压的纹波波峰彼此错开，表现为输出电压纹波幅值较低，峰2峰值为0.56V，而纹波频率则提升为系统开关频率的两倍。  图11　两模块并联系统交错运行 　　通过这组对照实验可以看出，并联系统的交错运行确实能够降低系统输出电压的纹波幅值，并且提高纹波频率。 　　 结 论 　　通过以上分析可知，本文所提方案在原理上是可行的，可以实现并联系统的交错运行。当系统参与并联的模块数目发生变化时，系统能够自动进行调整并最终达到新的交错状态。样机实验的结果也表明，本方案确实能够达到预期的效果。

　　 引言 　　目前在各种电气设备中应用的各式各样的开关电源,大多数都采用间接式DC/DC 变换电路。它具有隔离性能好,便于提供多路输出直流电源等优点。间接式DCPDC 变换电路通常又分为单端电路和双端电路。一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC 变换电路,其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第1 象限,一方面使铁芯不能得到充分利用,另一方面总需要解决磁通复位的问题。相比之下,双端间接式DC/DC 变换电路比较适用于中大容量的开关电源,其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的第1、3 象限之间对称地交变,铁芯的利用率较高,也不必担心磁通的复位问题。而且对应于正负半周都可以向输出传递能量,加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽,有利于减小变压器的绕组匝数和铁芯体积,提高开关电源的功率密度和工作效率。因此研究开发完善、可靠的双正激DC/DC 变换拓扑方案一直为国内外有关研究和工程技术人员所关注。 　　基于上述考虑,我们在科研实践中,提出了一种新型双端正激式DC/DC 变换器的半桥拓扑方案,特别适合于整流器、逆变器等具有高压直流环节的电力电子系统,利用其现成的高压直流环节,为系统的控制、驱动和检测保护提供多路直流电源。与以往的双端正激式拓扑结构相比较,其特点是可以有效地避免上下两桥臂在高频PWM 开关过程中易于出现的直通短路问题,使开关电源的可靠性大为提高,而且其输入电压可以很高,输出直流电源容量大、组数多,尤其适用于中大功率电力电子系统。目前在国内外尚无有关同类拓扑的文献报道。 　　鉴于所有半桥拓扑结构的双端正激DC/DC 变换器,在直流输入电压高、高频变压器变比大的情况下,都存在磁通维持续流阶段的不理想方面,本文提出了一种独特的磁通维持续流控制方法。同时,为了解决开关电源的自启动问题,还给出了一种自举电路控制方案。 　　 新型拓扑结构及工作原理 　　主电路采用了如图1 所示的拓扑结构。图中变压器原边采用半桥式双正激电路,主电路可直接利用高压直流环节供电。两原边绕组L1、L2 上下对称,极性相反,共用同一铁芯。这种结构可以有效地避免在高频PWM 开关作用下,由于MOS 管关断不及时所可能出现的上下桥臂直通现象。 　　图中右上回路代表着一系列带有中间抽头的副边绕组及高频整流滤波环节。它对副绕组两端产生的正2零2负三电平交变高频脉冲电压,通过两只快恢复二极管实现全波整流,然后进行L-C 滤波或直接电容滤波后稳压输出。另外,为了稳定输出电压和提高抗干扰能力,电路中还选择了其中一组副边为SG3525 芯片的PWM控制提供反馈电压。 　　以下将每个开关周期分为三个阶段来分析整个主电路部分的工作原理。首先要假设变压器原边电流的正方向是流入绕组同名端的。主电路中开关管M1 、M2 占空比变化范围是0～50 % ,且轮流导通。 　　1) 开关管M1 导通时,电容C1 的正向电压加在原边绕组L1 上。在此电压的激励下, 根据u =Ld i/d t , 可推导出 　　式中U=Ud/2,即输入侧直流电压的一半,L 为高频变压器的等效励磁电感。在电路工作达到稳态后,每周期开关管M1 刚导通时对应的励磁电流初始值I0 应为负值,并且励磁电流以斜率UPL (常值) 从负到正线性增加(这里要注意的是:流经L1 的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的,因而L1 中电流的大小还取决于负载的轻重) ,同时各副边绕组两端感应生成正向电压脉冲。 　　2) 开关管M2 导通的情况与M1 类似,由于电容C2 端电压U = Ud/2 ,相对于L2 的同名端而言为反极性作用,其励磁电流的初始值I0 为正值,故此期间励磁电流是以斜率UPL 从正到负反向线性增加的,因而各副边绕组两端生成负极性电压脉冲。 　　3) 当M1 、M2 都不导通时,需要主磁通励磁电流保持在最大值I0 不变,使各绕组磁通维持常值,根据法拉第电磁感应定律u = - dψ/d t ,主电路原边绕组及各副边绕组的端电压在此期间内均保持为零,从而使变压器副边电压为三电平PWM 脉冲波形,进而保证输出直流电压具有可控性。 　　从上面的分析我们不难看出主电路高频变压器的励磁磁势是依照规律线性增加(从负到正) ==维持恒定(在励磁续流回路中)==线性减小(从正到负)而变化的,使得主磁通在第1、3 象限内对称交变,满足双端正激式控制的要求。 　　按照本拓扑结构的上述工作原理,为了实现输出直流电压的可控调节,应该做到两个方面,其一是主电路中开关管M1 、M2 的PWM 占空比都能在0～50 %范围内连续变化;其二,在每个开关周期当中,除两只开关管按一定的PWM 占空比轮流导通的时间之外,还有一段时间二者均不导通,此期间需要保持励磁电流不变,使得输出感应电压为零。此外,为了使高频变压器铁芯的主磁通在第1、3 象限内的对称交变有更宽的变化范围,从而有利于减少绕组匝数,充分利用铁芯和减小变压器体积,应设法使励磁磁势在两开关管均不导通期间维持在正向或负向最大值不变。这就要求在L1 和L2 两原边绕组均不导通的情况下,由其它副边绕组提供励磁续流磁势,然而通过计算机仿真和实验研究的结果都表明,在直流侧电压较高而变压器原、副边变比较大的情况下,仅仅依靠类似于L4 所在的副边整流回路提供励磁续流,其波形是很差的,远不能达到理想的三电平PWM控制效果。 　　正是针对这一问题,本方案专门设计提出了一种励磁续流回路如图1 中右侧L3 所在的回路所示。回路中MOS 管M7 、M8 均带有反并联二极管。在主电路半桥的上下两管都不导通的时候,通过同时开通这两只开关管,来维持主磁通的励磁磁势及励磁电流的连续性,由于该回路电阻很小,励磁电流近似维持不变。 　 　PWM控制信号产生电路 　　主电路的PWM 控制信号是由SG3525 产生出来的。由于3525 的控制简单且相关资料很多,在此我们就不详细给出其周边电路了。SG3525 根据变压器副边反馈的电压信号Vfd 调整输出PWM 控制信号的占空比,如图2 所示。由于主电路采用双端正激式结构,门极驱动信号也需要隔离,因此SG3525 输出端接于变压器T2 原边两端,两个副边分别以相反的极性来驱动开关管门极。至于励磁续流回路中的两个开关管的门极控制信号的控制逻辑,可以采用SG3525的两个输出信号的“或非”得到,从而保证在OUTA 、OUTB 有一个为高电平时,G3、G4 就都输出低电平。只有当两个输出均为低电平时,G3、G4 才为高电平,进而驱动励磁续流回路开通。 　　 自举电路分析 　　作为实际能够应用的产品,必须要做到能够自启动,即自举。要利用上电时的输入直流高压,来得到能够提供给控制芯片的初始电源,在主电路变压器真正开始工作后,在某个副边会产生一定的电压,再利用此电压经过一定的处理作为工作电压提供给控制芯片,这样整个电路就可以正常工作了。 　　在许多开关电源的方案中,或者根本没有提出自启动的解决方案,或者采用的是直接利用大电阻将主电路直流侧高电压分压得到,在整个电源工作时期内,它都要提供电压,消耗许多能量,从而使得系统的效率大大降低。本方案提出一种有效的解决办法,如图3 所示,在上电初期,初始回路等效电阻较小,一旦工作电压建立起来,初始回路等效电阻变为很大,而且也不必为控制电路提供电源,因而提高了系统的效率。图3 中Vd 为主电路输入侧直流电压,V 为由某次级线圈提供的输出直流电压,R1 阻值很大,R2 相对R1 要小得多。刚上电时,V 为零,开关S1 断开。因此MOS 管TR1 导通。经过稳压管稳压后给作控制芯片的初始电源。一旦副边电压建立起来后,S1 闭合,进而拉低TR1 的栅极电压,使其关断。需要注意的是,R2 可以取得很小;同时,支路的电阻R1 由于场效应管栅极电流极小的缘故,阻值可以取得很大。这一点避免了传统的方案中电阻必须较小以提供足够大的电流的缺点,从而提高了工作效率。 　　 仿真及实验波形分析 　　仿真波形 　　基于上面的电路原理分析,有助于理解以下给出的计算机仿真结果。 　　本方案的可行性研究是通过Pspice810 软件仿真来完成的。它的强大功能很适用于电力电子电路的原理及性能分析。仿真采用Pspice 内置的元器件: 主电路的MOS 管采用IRFD150 ,高频变压器的模型由电感元件L 和耦合系数元件K构造而成。MOS 管的开关频率为40kHz ,仿真时间为10ms。选取暂态仿真即得到如图4 所示几组波形,它可更充分完整地说明前面分析的原理。 　　以下将分析各波形的产生原理及相互联系。鉴于主电路变压器原边上下桥臂工作情况类似,只需观察上桥臂的工作情况就可以较清楚地了解整个电路的工作原理。图4 (a) 展示的是加在主MOS 管M1门极的PWM控制芯片产生的波形(为了简化仿真,它只是逻辑电平。门极实际的电平变化请参照本文实际测量波形) ;而加在M2 的门极信号与之类似,只是从时间上交错开。 　　图(c) 是原边绕组L1 两端电压: 当主MOS 管M1 导通时,使原边线圈两端作用以U = Ud/2 的正向电压;当M2 导通时,由于L1、L2 紧耦合且极性相反,则L1 两端为负电压;当M1 、M2 都关断时,L1 两端电压为零。 　　图(b) 是流过绕组L1 的电流波形:从中也不难看出在主开关管M1 导通时为一条线性增加的直线,由于它还包含了负载电流成分,因而此直线并不是正负对称,而是向上平移了;在M1 关断时,L1 不流过电流。图(d) 所示的是与图(b) 相关的励磁续流回路的电流波形:在M1 或M2 开通时,励磁电流由原边提供,此时该续流回路电流为零;当M1 、M2 都关断时,励磁电流通过续流回路作用维持恒定的正值或负值,以维持磁通近似恒定。通过这两个波形,进一步证实了在前面原理分析中对励磁电流变化规律的总结。 　　图(e) 是励磁电流续流回路的MOS 管M7 的门极信号(M8 的与之相同) 。为了保证该回路能够在M1 、M2 关断时开通,两门极信号之间采用了“或非”的逻辑关系。具体的电路结构可参照PWM 控制产生部分。 　　图(f) 就是所关心的变压器某一副边绕组的波形:从图中可看出,它只在M1 导通时才出现正电平或M2 导通时出现负电平,而在两管均不通时,电压为零;也就是说,可以通过改变主电路MOS 管门极信号的占空比来达到控制输出电压的目的。这都是在励磁续流回路的作用下才得以实现的,否则在M1 、M2 关断期间,副边也会产生很高的电压,这便失去了输出电压的可控性。 　 　实验波形 　　在分析实验波形之前,应该注意的是由于变压器总会存在一些漏感,因此实际的波形与仿真得到的有一些细微差别,这是很正常的。 　　在图5 (a) 中,上侧波形就是前面提到的主电路上桥臂MOS 管实际的门极信号,它是由SG3525 的OUTA、OUTB 合成的,下桥臂MOS 管门极信号电平与其相反;图5 (a) 下侧波形是由OUTA、OUTB“或非”得到的励磁续流回路MOS 管的门极信号,从图中可以很好地看到两者的对应关系。 　　在图5(b)中,下侧波形就是其中励磁续流回路的MOS 管门极控制电压信号;上侧波形为变压器某副边绕组的电压波形,可见只有在主电路MOS 管开通时,副边绕组两端才有正向或负向电压;而当M1、M2 均不导通时,绕组两端电压为零(由于漏感影响,有一些振荡) ,依此可以达到通过改变占空比调压的目的。实际波形与仿真波形基本吻合,表明实验取得了期望的结果。 　　 结语 　　在科研实践中,提出了一种新型的双端正激式DC/DC 变换器拓扑方案。它除具有铁芯利用率高,正负半周均可传递能量等优点外,还可有效地避免上下桥臂直通短路问题。本文分析了其所构成的开关电源主电路及控制、自启动等回路的结构原理,同时还提出一种新型励磁磁势维持续流控制方法,有效地解决了其它方案的磁通维持阶段波形变差的问题,特别适合于直流输入电压高,高频变压器变比大的情况,具有较高的实用价值。

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