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由于新型组件的出现，我们需要对接收器架构进行硬件比较 凌力尔特公司，信号链路模块开发经理，Todd Nelson 超外差式无线电接收器架构和直接转换 (零差式或零中频) 无线电接收器架构之间的竞争可以一直追溯到 20 世纪 30 年代。就特定类型的设备而言，每种架构都有自己的优势。超外差式架构在蜂窝基站中很流行，而直接转换在软件定义无线电应用中是很普遍，例如城市无线电台。直接转换架构的硬件很简单，与超外差式架构相比，前者成本更低、功耗更低、需要更少的电路板空间，而超外差式架构对蜂窝服务提供商更有吸引力。然而，处理 DC 偏移等固有问题导致了软件的复杂性，因此硬件的简单性被软件的复杂性抵消了。本文将探究人们对硬件差别的感觉以及硬件差别的现实情况，以探索易用的硬件方案，而对软件问题则略而不谈。 蜂窝网络上传送的数据像海啸一样汹涌奔腾，这是由利用这类频段访问互联网的智能手机、平板电脑以及其他设备取得的巨大进步引起的。这种情况已经导致了技术要求的提高，同时还迫使供应商要降低成本。新式基站有很多形式，从传统的机架式设备到仅需几瓦功率就能运行的更小单元都有。在纤巧的基站中支持多个通道所需的电路采用了多种集成方法。考虑到最近的发展，超外差式硬件和直接转换硬件之间的差别究竟有多大? 基本架构的回顾 按照大多数人的说法，Edwin Armstrong 在 1918 年发明了超外差式接收器架构。在这类常见的接收器中，射频 (RF) 信号与本机振荡器 (LO) 信号混合，产生一个中频 (IF) 信号，然后对中频信号解调。LO 频率相对于 RF 载波频率有一定的偏移，从而产生了该信号的镜像信号。IF 信号通过滤波器，而其他所有镜像信号都被滤波器抑制掉了。在新式接收器中，利用模数转换器 (ADC) 将 IF 信号转换为数字信号，然后在数字域解调 (参见图 1)。 图 1：超外差式接收器架构 几年以后，作为超外差式接收器的一种替代产品，开发出了直接转换接收器。然而，与超外差式接收器不同，在直接转换接收器中，LO 频率相对于所接收的信号频率没有偏移，而是等于所接收信号的频率。信号混频器被两个混频器取代，一个接收 RF 信号和 LO 信号，另一个接收 RF 信号和正交 LO 信号。结果得到了被两个基带 ADC 转换器数字化的解调输出 (参见图 2)。换句话说，中频是零。滤波需求得到了简化，因为仅需要低通滤波器，而不像超外差式接收器那样使用带通滤波器。 图 2：直接转换接收器架构 硬件的演变 在过去几十年中，无论哪一种架构都取得了持续改善。所有集成电路 (IC) 组件的性能都在不断改进，同时消耗的功率越来越低，需要的印刷电路板 (PCB) 面积越来越小。ADC 的分辨率和采样率也已经改进，以允许带宽更宽的信号和更高的输入频率。 直接转换接收器早期的吸引力是单频率转换至基带。在过去几十年中，超外差式接收器一直使用多个降频转换级。随着混频器和滤波器技术的改进，多个级逐步合并，现在一个典型的超外差式接收器在模拟部分仅有一个频率转换级，同时在数字信号处理器中仅采用一个数字降频转换级。 直接转换架构的另一个吸引人的地方是低通滤波。超外差式架构在 IF 需要一个带通滤波器。在很多情况下，带通滤波器采用高阶或表面声波 (SAW) 型。SAW 滤波器需要密封封装，常常相当大而且很昂贵。尽管在 SAW 滤波器技术及封装领域已经有了很大改进，但是低通滤波器仍然被认为更有吸引力。 最新硬件比较 要想对成本、功率和电路板空间进行合理的比较，有必要汇总一下小型基站所用并适合 20MHz 信号带宽的 4 个接收器通道所必需的组件。每个超外差式接收器使用一个混频器、一个可变增益放大器、一个 SAW 滤波器、一个二级 IF 放大器和一个高速 ADC。每个直接转换接收器使用一个 I/Q 解调器、两个基带放大器和两个高速 ADC。用一个具体的电路板布局例子来比较这些组件估计所需的电路板空间，标称功耗则直接用数据表中的参数计算。预计直接转换架构在这两个方面的表现会好得多。 超外差式架构举例 就超外差式接收器的 4 个通道而言，通常在 5mm x 5mm QFN 封装中提供两个混频器，因此需要两个这样的双通道混频器器件。由于集成了用于 RF 及 LO 输入的平衡-不平衡变换器和内部匹配组件，所以无源组件的数量是最少的，而且尺寸大多数是 0201 和 0402 型，这些因素在比较中都将忽略，因为直接转换架构也需要这些部分。类似地，在适合的频率范围内，有双数字 VGA 可用。这样的双 VGA 也采用 5mm x 5mm QFN 封装，因此也需要两个这样的器件来实现 4 个通道。在混频器级之后，也许需要一点滤波，因此用几个 0402 型电感器和 0201 型电容器是适宜的。为了实现所需要的选择性，超外差式接收器需要一个 SAW 带通滤波器。4 个通道中每个都需要一个单独的 SAW 滤波器。在 RF 频率上，SAW 滤波器可能相当小。在 70MHz 至 192MHz 的常见 IF 范围内，可以见到采用 5mm x 7mm 封装的 SAW 滤波器。即使之前的 VGA 输出和之后的放大器输入都是 50Ω，SAW 滤波器也将需要几个匹配组件。通常情况下，还需要另一个增益级，以补偿滤波器的插入损耗。不过，一种集成了放大器的新型 4 通道 ADC，即凌力尔特公司的 LTM9012-AB 微型模块 (µModule®) ADC 采用系统级封装 (SiP)。该微型模块采用 15mm x 11.25mm 封装，与相应采用 4 个差分放大器以及有关旁路电容器和抗混叠滤波器组件的 4 通道 ADC 相比，这种微型模块更小。LTM9012 具 20dB 增益，实现了 68.5dB 信噪比 (SNR) 和 79dB 无寄生动态范围 (SFDR)。LTM9012-AB 内部的放大器和滤波电路将输入频率限制到大约 90MHz。因此，70MHz IF 是适合的，而不是在基站应用中常常用超外差式接收器实现的更高的 IF。然而，这提供了最紧凑的解决方案。 LTM9012 意味着不同的集成方式。微型模块或 SiP 封装允许单独的芯片与各种不同的无源组件一起组装在层压衬底上，而且模制成看起来像普通球栅阵列 (BGA) 集成电路 (IC) 一样。在这种情况下，利用几何尺寸很小的 CMOS 工艺来优化该 ADC，以实现低功率和良好的 AC 性能。放大器运用硅-锗 (SiGe) 工艺制造，以最大限度地提高其性能。这些放大器是传统的差分放大器，因此用电阻器将增益设定为 10V/V 或 20dB。真正的运算放大器输入通过隔离高频采样干扰和信号通路来简化匹配，并允许单端信号与差分 ADC 输入在内部配对。大多数具缓冲前端的单片 ADC 根本不提供增益，仍然是差分的，而且仅提供对干扰的隔离。同样有益的是抗混叠滤波，这种滤波限制了宽带放大器的噪声。就电路板总体空间而言，既然所有基准和电源旁路电容器都在封装内部，那么总体系统设计就可以排列非常紧密，而且不会损害性能。当基准和电源旁路电容器距数字信号太远或靠近时，常常发生这类性能损害，而性能损害又可能破坏数据转换过程。最后，衬底允许引脚分配自然流畅：模拟输入在封装的一侧，数字输出在另一侧。 在这个例子中，有源组件的数量是 5 个，还有 4 个 SAW 滤波器和 80 个其他小型无源组件 (参见图 3)。总体面积大约为 43mm x 21mm = 903 mm2，不过不是所有面积都利用上，所以有效面积大约是 700mm2 左右。当然，这是电路板的一侧，特定公司的设计规则可能允许更紧凑的布局。就功率计算而言，这个例子用 LTC5569 作为双通道混频器，AD8376 作为双 VGA，LTM9012-AB 兼作第二级放大器和 4 通道 ADC。混频器是有源组件，在 300MHz 至 4GHz 的宽频率范围内工作，因此单个器件可以配置为在 700MHz 至 2.7GHz 蜂窝频带的任何一个频带上工作。该器件具有同类最佳功耗，还具有坚固的输入，能承受强大的带内阻塞干扰信号，而不会使噪声指数显著劣化。4 通道系统的总体功耗为 4.9W，其中不包括电阻性分压器中可能消耗的功率。 图 3：超外差式接收器的布局举例 直接转换架构举例 就 4 个直接转换通道而言，我们仅有的选择是独立 I/Q 解调器，因此需要 4 个这种采用 5mm x 5mm QFN 封装的器件。有些器件 (例如 LT5575) 有集成的 RF 和 LO 平衡-不平衡变换器，以最大限度地减少外部组件数。有一点滤波是有益的，当然还有一些小型旁路电容器。就低通滤波器而言，多节 L-C 和 R-C 电路就可完成任务。就增益级而言，LTM9012-AB 也是适用的。作为 4 通道器件，它仅支持两个直接转换通道，因此还需要第二个这样的器件。 在这个例子中，有源组件的数量是 6 个，还有 84 个小型无源组件，参见图 4。总体面积大约为 27mm x 24mm = 648mm2。就功率计算而言，这个例子使用 LT5575 I/Q 解调器和两个 LTM9012-AB。4 个通道的总体功耗是 5.1W，其中不包括电阻性分压器中可能消耗的功率。不过，ADC 以 125Msps 速率采样，该采样率是常见的，但是有可能超出了 10MHz 所需。在 65Msps 采样率时，可以在 ADC 功耗低得多的情况下实现同样的功能。重新计算功耗，得出新的总体功耗是 4.6W。 图 4：直接转换接收器的布局举例 感觉与现实 并不算很多年以前，超外差式接收器每通道要运用多个混频器和多个 SAW 滤波器。那时 SAW 滤波器的尺寸可能是 25mm x 9mm。无源核心混频器需要额外的增益级，以抵消插入损耗。这不算久远的历史给人们留下的感觉是，超外差式接收器和直接转换接收器硬件复杂性之间的差距很大。以百分数计算，用于超外差式接收器的电路板面积比直接转换接收器的大 39%，按照这个百分数看，差别是很显著的，但是考虑真实的 PCB 面积时，差别就没有这么大了。903 mm2 的 39% 是 352 mm2，大约有拇指印那么大。基于百分数看，功耗差别根本不明显。 当然，超外差式接收器的尺寸和功率有极大弊端这种感觉是相对于基站接收器本身的总体尺寸而言的。就一个传统的机架式系统而言，拇指大小的 PCB 面积可能不算什么。而就一个纤巧和能放入手掌中的基站而言，拇指大小的 PCB 面积就非常大了。 现实情况是，集成在继续，有时缓慢，有时是飞跃式的。电路板空间和功耗的减少也许在更大程度上适用于一种而不是另一种架构。最近，适用于超外差式架构的例子是 LTC5569 双通道有源混频器等产品。本文作者尚不知道，有任何双通道 I/Q 解调器可用于蜂窝基站应用，尽管适用于频率范围较低的其他应用之这类解调器确实存在。最近适用于两种架构的集成例子是集成了放大器的 LTM9012 四通道 ADC。该器件的 LVDS 串行接口不仅允许 ADC 更小，而且可允许现场可编程门阵列 (FPGA) 或数字信号处理器 (DSP) 也比具并行接口的 4 通道 ADC 所用的小。不过，直接转换架构仍然需要两倍数量的 ADC。 以上探讨的例子假设，蜂窝基站的性能要求是整个链路都需要高性能组件。例子中所用产品运用了优化的半导体工艺，例如硅锗 (SiGe) 或互补金属氧化物半导体 (CMOS) 工艺，如果不优化，那么使用这些工艺不可能实现相互集成，或者至少不会没有性能恶化。某些尺寸基站的性能要求也许是，允许使用高度集成的单芯片收发器，例如毫微微蜂窝。这类芯片中集成模块的改进将允许该类芯片应用于较大型的基站。在这里，这两种架构遇到了一个障碍：信号滤波器。直接转换接收器使用的低通滤波器能在芯片中实现。迄今为止，超外差式架构中使用的带通滤波器已经证明极难在芯片中实现。这是当下的现实情况，但未必是永久性的障碍。也许有一天，技术突破会发生，内置的高度选择性带通滤波器变得可行了。直到这时，直接转换接收器架构有一个显著优势，因为有可在性能允许的情况下集成整个接收器链路。 结论 面向基站的直接转换接收器架构比超外差式接收器架构简单，至少就硬件而言是这样。最近出现的产品允许实现比以前小得多的多通道超外差式接收器。尽管基于百分比的比较来看尺寸仍然较大，但是差别也许并不显著。因此，超外差式架构有望继续成为蜂窝基站首选接收器架构。