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　　 O 引言 　　低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)是射频接收机前端的重要组成部分。它的主要作用是放大接收到的微弱信号，足够高的增益克服后续各级(如混频器)的噪声，并尽可能少地降低附加噪声的干扰。LNA一般通过传输线直接和天线或天线滤波器相连，由于处于接收机的最前端，其抑制噪声的能力直接关系到整个接收系统的性能。因此LNA的指标越来越严格，不仅要求有足够小的低噪声系数，还要求足够高的功率增益，较宽的带宽，在接收带宽内功率增益平坦度好。该设计利用微波设计领域的ADS软件，结合低噪声放大器设计理论，利用S参数设计出结构简单紧凑，性能指标好的低噪声放大器。 　　 1 设计指标 　　下面提出所设计的宽带低噪声放大器需要考虑的指标： 　　(1)工作频带：10～13 GHz。工作频带仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围，而且还要在全频带内使噪声系数满足要求。 　　(2)噪声系数：FN1．8 dB。FN表示输入信噪比与输出信噪比的比值，在理想情况下放大器不引入噪声，输入／输出信噪比相等，FN=O dB。较低的FN可以通过输入匹配到最佳噪声匹配点和调整晶体管的静态工作点获得。由于是宽带放大器，难以获得较低的噪声系数，这就决定了系统的噪声系数会比较高。 　　(3)增益为25．4 dB。LNA应该有足够高的增益，这样可以抑制后面各级对系统噪声系数的影响，但其增益不宜太大；避免后面的混频器产生非线性失真。 　　(4)增益平坦度为O．3 dB。指工作频带内增益的起伏，低噪放大器应该保持一个较为平坦的增益水平。由于是宽带放大器，使得增益平坦度比较小，应该在高频段匹配电路，使频带低端失配，从而改善放大器的增益平坦度。 　　(5)输入／输出匹配。为了满足良好的噪声性能，输入端口通常失配。此时，增益将下降，端口驻波比性能变差。此外，由于微波晶体管自身增益大约是以每倍频程下降6 dB，为了获得工作频带内良好的增益平坦度，也要牺牲一定的端口驻波性能。 　　(6)稳定度。它是保证放大器正常工作的基本条件。当放大器的输入端和输出端的反射系数模都小于1(即|Γ1|1，|Γ2|1)时，不论源阻抗和负载阻抗如何，网络都是稳定的，称为绝对稳定；反之，则称为相对稳定。对条件稳定的放大器，其负载阻抗和源阻抗不能任意选择，而是有一定的范围，否则放大器不能稳定工作。 　　根据以上的论述，该设计的重点是保证在较宽带宽内噪声系数低和增益平坦。为保证上述设计指标的实现，采用了两级级联的设计方案：第一级根据噪声最小设计输入匹配电路获取优良噪声系数；第二级根据功率最大准则设计输出匹配电路以获取最大的放大增益。设计LNA一般选择砷化镓场效应晶体管(GaAsFET)，其优点是频率高，噪声低，开关速度快以及低温性能好。本文即是选用NEC公司的砷化镓异质结场效应晶体管NE3210S01。 　　 2 设计方案 　　2．1 稳定性分析 　　放大器稳定性的判定条件如下： 　　式中：△=S11S12-S12S21；K为稳定因子。当同时满足上面3个条件时，放大器绝对稳定。 　　根据NE3210S01的S参数模型，通过软件仿真计算，该放大器在全频带内并非绝对稳定。在漏极串联电阻能够有效地改善稳定性并且不会增加设计的复杂度。设计中在第一级放大器漏极串联1个10Ω的电阻，使放大器在全频带内保持绝对稳定，而对增益的影响却很小。高频段放大管都存在内部反馈，当反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏而导致自激。因此，必须保证放大器的绝对稳定，若放大器不满足绝对稳定条件时，需要采取一些措施来改善放大器的稳定性。主要方法有：源极串联负反馈；漏极与栅极间并联负反馈；漏极串联电阻和漏极并联电阻；插入铁氧体隔离器。 　　 2．2 输入匹配电路 　　微波器件的二端口网络方框图如图1所示。其中，Γ1，Γ2分别为输入和输出反射系数；Γs，ΓL分别为信源和负载的反射系数。 　　图1中输入匹配电路设计主要考虑放大器的噪声系数，按照放大器的噪声系数可表示为： 　　式中：FNmin是最佳噪声系数；Γs是信源反射系数，Γopt是最佳信源反射系数；RN是等效噪声电阻。当Γs=Γopt时可以得到最小的噪声系数FNmin。但是是通过输入端的失配达到电抗性器件之间噪声相消，所以一般情况下输入驻波比比较大，也会降低放大器的增益，需要综合考虑噪声系数与输入驻波比之间的取舍。 　　匹配电路的形式选择微带阻抗变换型匹配法，该匹配法在形式上相当与若干条微带线相互串联而成。在匹配过程中，可以先用史密斯圆图得到合适的LC型匹配电路，再通过ADS附带的微带线计算工具解出等效微带线型的电路形式。该匹配方式的优点在于高频段可以大大减少尺寸，与分支线匹配相比电路尺寸会比较紧凑，并且适合构造宽带匹配。可以适当的增加串联微带线的数量，以保证在宽带条件下达到比较好的增益平坦度。 　　 2．3 级间匹配电路 　　由于采用两级级联的设计方式，所以合理的级间匹配电路会对电路整体性能产生重要的影响。级间电路的目的是使后级微波管输入阻抗与前级微波管输出阻抗共轭匹配，以获得最大增益，同时兼顾输出平坦度的要求。级间电路共使用了4节微带线，增加的尺寸参数改善了输出平坦度。两级之间需要加隔直电容，但是由于隔直电容很难在X波段保持良好的特性，电路中用λ／4耦合微带线代替。取耦合线宽为O．2mm，耦合间隙为0．1 mm，在很宽的频带内隔直效果好且传输损耗小。 　　 2．4 输出匹配电路 　　根据图1所示，第二级二端口网络的输入匹配电路其实是级间匹配电路，根据功率增益最大准则设计输出匹配电路，采用共轭匹配方式，要求此时级间电路的输出阻抗与后级微波管输入阻抗共轭匹配，后级微波管输出阻抗与输出匹配电路的输入阻抗共轭匹配。放大器具有最大功率增益和最佳的端口驻波比性能。当信源和负载都为50 Ω时，放大器的实际功率增益为： 　　 2．5 偏置电路设计 　　由于噪声系数与晶体管的静态工作点有密切的关系，所以必须选择合适的偏置电路，才能让放大器工作在最佳状态下。该电路采用双电源供电，所谓双电源是指漏极正电压和源级负电压分别用正压和负压两个电源供电。在初步的电路设计中，可以根据器件的S参数模型提供的偏置条件，用串联分压电阻将放大器的静态工作点设置为VD=2 V，IDS=10 mA。馈电方式选择λ／4高阻微带线端接70°的扇形线，λ／4高阻微带线以遏制交流信号对直流电源的影响，扇形线对高频短路，又相当于电容，可以滤除电源噪声，尤其适合宽频带的设计。当在低频段时，引入衰减，把增益的尖峰消除，改善增益平坦度。在以后的调节优化过程中，可以适当改变分压电阻，以追求更好的整机性能。 　 　3 仿真与优化 　　首先要在ADS中定义介质参数，本文选用Rogers4003介质板，在进行ADS仿真时需要设置介电常数εr=3．38和介质板厚度h=0．5 mm。 　　其次要建立晶体管芯的模型，模型的形式有两种，一种是SP模型：属于小信号线性模型，模型中已经带有了确定的直流工作点，和在一定范围内的S参数，仿真时要注意适用范围。该模型只能得到初步的结果，对于某些应用来说已经足够，不能用来做大信号的仿真，或者直流馈电电路的设计，不能直接生成版图。另一种是晶体管的SPice电路参数模型，一般由芯片公司提供，可以在ADS中安装NEC公司提供的Design Kit，该工具包集成了NEC系列低噪声放大器的FET，JBJT，HJ-FET，选择FET中的NE3210S01。由于Design Kit中的元器件是已经封装好的晶体管，其仿真的结果要比使用S参数模型的晶体管模型要可靠。很多时候，在对封装模型进行仿真设计前，通过预先对SP模型进行仿真，可以获得电路的大概指标。 　　考虑过孔寄生效应，在高频段对电路的仿真效果影响较大，所以晶体管源级与地之间加入接地过孔。在微带线连接处用阶梯变换接头或T型接头进行连接，从而获得更精确的仿真模型。在输入和输出的最前段，采用标准的50 Ω传输线与λ／4耦合微带线相连。 　　上述的仿真都是在f=12 GHz单频点内仿真得到的微带线的大致尺寸，为了能够使得电路在3 GHz的带宽下依然保持优良的性能，就必须要对电路实施优化。在优化前可以先用调谐工具手动调整各元件参数，观察哪些参数对电路的性能比较敏感，在优化时应当优先考虑调节。 　　常用的优化方式分为随机优化(random)和梯度优化(gradient)，随机法通常用于大范围搜索，梯度法则用于局域收敛。优化时可设定少量的可变参数，对放大器的各个指标分步骤进行优化，先用100～200步的随机法进行优化，后用20～30步的梯度法进行优化，一般可达最优结果。 　　最后再整体仿真，看是否满足到指标要求。若优化结果达不到要求，一般需要重设参数的优化范围、优化目标或考虑改变电路的拓扑结构，然后重新进行仿真优化。在仿真中要考虑到实际微带线加工的精度和最小尺寸，按照加工精度，有些线条太细是不能实现的，另外追求小数点后面的多位精确也是无实际意义的。一般微带线线宽不应该小于0．2 mm，保留小数点后2位即可(单位：mm)。 　　经过反复的优化仿真，最终的参数满足了所提出的设计指标：在10～13 GHz频带内，噪声系数：小于1．8 dB，增益为25．4 dB±0．3 dB，输出驻波小于1．6，输入驻波小于2。ADS优化后的各个参数指标如图2、图3所示。 　　 4 版图设计 　　利用AutoCAD将优化后的最终结果绘制成版图，注意要在匹配微带线加入隔离小岛，以便以后的调试，可以适当地更改微带线的尺寸，获得更好的性能。在电路的四周大面积附铜，并留下较密集的金属化接地过孔，增强电路的接地性能。四个角处留有螺丝孔，可以将电路板固定在金属屏蔽盒内。最终的版图如图4所示。

LNA HMC617LP3 测试与分析报告 祖伟哥哥   一、 HMC617LP3 的主要参数如下，其中在 VDD=+5V ， f=230-660MHz,Rbias=3.92k 的条件下 G=21 dB, NF=0.5dB, P1=19 dB,OIP3=37 dB,Idd=90mA 。 二、测试及仿真（选用 Hittite 的 s2p 文件作仿真模型） 1 、增益及稳定性仿真 仿真结果表明，在 f=230-660MHz 频段范围内，增益 =19 dB ，增益平坦度较好，在± dB 内。 LNA 稳定因子大于 1 ，系统工作于稳定状态。 实际测量：输入 -10 dB ，出 19.89dB ，加上线损 1.2 dB ，所以 G=21 dB 。 增益平坦度测试 , 其中线损 1.2 dB 。 信号源频率（ MHz ） 信号源信号强度（ dBm ） LNA 输出 RF_out （ dBm ） 增益（ dB ） 400 -30 -9.72 21.48 405 -30 -10.12 21.08 410 -30 -10.20 21.0 415 -30 -9.96 21.24 420 -30 -10.05 21.15 425 -30 -10.12 21.08 430 -30 -10.16 21.04 435 -30 -10.22 20.98 440 -30 -10.24 20.96 450 -30 -10.26 20.94 455 -30 -10.29 20.91 460 -30 -10.29 20.91 465 -30 -10.29 20.91 470 -30 -10.31 20.89   -30 -10.31 20.89 从以上数据可以看出， LNA 在 400-470MHz 范围内增益平坦度在 0.5 dB 范围内。   3 、因为 s2p 文件作仿真模型不能做 NF 的 ADS 仿真，所以只有做实际测试。 NF 参数测试设备连接示意图： 通过校准后， NF1=0.27dB ，测试在 350-500MHz 范围内最大 NF2=0.86dB, 所以 NF=0.59 ，符合设计及元件本身要求。         2 、 OIP3,IIP3 仿真及测试。 因为 s2p 文件作仿真模型不能做 P1 dB ， OIP3,IIP3 的仿真，所以只有做实际测试。已经测试出三通和线的损耗为 △ G=3.5 dB, 电流 Idd=90mA LNA 输出两基波信号 f0 ， f1 ；输出信号 A=2* f0-f1 ， B=2* f1-f0 计算公式： OIP3= （ 3*f0-A ） /2+ △ G = （ 3*f1-B ） /2+ △ G ， IIP3= OIP3-G 基率信号输出频率 f0 （ MHz/dBm ） 基率信号输出频率 f1 （ MHz/dBm ） A （ MHz/dBm ） B （ MHz/dBm ） OIP3 （ dB ） IIP3 （ dB ） 350/9.83 350.2/9.83 349.8/-36 350.4/-38.5 36.25 15.75 400/9.26 400.2/9.26 399.8/-39 400.4/-41.5 36.89 15.89 450/8.48 450.2/8.41 449.8/-42.8 450.4/-43.8 37.52 17.52 500/9.26 500.2/9.26 499.8/-39 500.4/-41.5 38.14 17.14 测试示意图 总结，由以上测试我们可以确定 LNA HMC617LP3 符合我们的设计目标及指标要求