tag 标签: 电源

相关帖子
相关博文
  • 2021-5-13 14:33
    77 次阅读|
    0 个评论
    实例详解:使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计(电路、选型、PCB)
    1. 前言 本文将开始AC/DC转换器设计篇的新篇章:“使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计案例”。在本文中,继此前提到的“反激式”和“正激式”之后,将介绍使用了“准谐振方式”电源IC的隔离型AC/DC转换器的设计案例。 另外,功率开关使用SiC(Silicon Carbide:碳化硅)MOSFET。与Si半导体相比,SiC是一种损耗低且具有优异的高温工作特性的新一代半导体材料。提起SiC半导体,给人的印象可能是使用在处理特大功率的特殊应用上的,但实际上SiC可以帮助众多我们身边所熟悉的应用实现节能化和小型化。SiC半导体已经开始实际应用,并且还应用在对品质可靠性要求很严苛的车载设备上。关于SiC功率元器件,在Tech Web基础知识专栏中有详细介绍,可以结合起来阅读。 在本篇章中计划介绍以下项目。 <使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计案例> 用于设计的IC 变压器设计 主要部件选型 EMI对策 输出噪声对策 布局方案 评估 以下是该设计案例所完成的AC/DC转换器。顺便提一下,电源用IC安装于背面红色○处,SiC-MOSFET安装于表面橙色○处。 使用了电源用IC:BD7682FJ和SiC-MOSFET:SCT2H12NZ的隔离型准谐振AC/DC转换器示例 2. 设计中使用的电源IC (1)专为SiC-MOSFET优化 本文将从设计角度首先对在设计中使用的电源IC进行介绍。如“前言”中所述,本文中会涉及“准谐振转换器”的设计和功率晶体管使用“SiC-MOSFET”这两个新课题。因此,设计中所使用的电源IC,是可将SiC-MOSFET用作开关的准谐振转换器IC。 在使用电源IC的设计中,要使用SiC-MOSFET需要专用的电源IC 设计中使用的电源IC是ROHM的“BD7682FJ-LB”这款IC。BD7682FJ-LB是AC/DC转换器用的准谐振控制器,是全球首款*专为驱动SiC-MOSFET而优化的IC。(*截至2015/3/25的数据) 您可能已经注意到,开关要使用SiC-MOSFET时,需要为将SiC-MOSFET用作开关而专门设计的电源用IC。这意味着SiC-MOSFET的栅极驱动与Si-MOSFET是不同的。您可能马上会问“有什么不同呢?”,在介绍电源IC之前,先来了解一下SiC-MOSFET与Si-MOSFET的栅极驱动的不同之处。 主要的不同点是SiC-MOSFET在驱动时的VGS稍高,内部栅极电阻较高,因此外置栅极电阻Rg需要采用小阻值。Rg是外置电阻,属于电路设计的范畴。但是,栅极驱动电压绝大多数情况下都取决于IC的规格,因此虽然不是没有方法,但选用专为SiC-MOSFET用而优化的电源IC应该是上策。 具体一点来讲,在规格方面,一般的IGBT或Si-MOSFET的驱动电压为VGS=10V~15V,电源IC以“AC/DC PWM方式反激式转换器设计手法”篇中使用的AC/DC转换器用PWM控制器IC:BM1P061FJ为例,其栅极驱动电压(OUT引脚H电压)为10.5V(min)~14.5V(max),typ为12.5V。 对此,SiC-MOSFET的VGS为20V以上,并逐渐饱和,因此一般建议使用VGS=18V左右进行驱动。此次使用的BD7682FJ-LB的栅极驱动电压(OUT引脚钳位电压)为16.0V(min)~20.0(max),typ为18.0V。 下图是BM1P061FJ的设计过程中使用的N-ch 800V 5A的Si-MOSFET:R8005ANX(左)和此次使用的N-ch 1700V 3.7A的SiC-MOSFET:SCT2H12NZ(右)的导通电阻与VGS特性比较图。从比较图中可以看出,上述IC的栅极驱动电压在每种MOSFET将要饱和前变为VGS。 由于该比较不是在同等规格和条件下的比较,因此请当做用来理解上述VGS之不同的资料使用。 设计中所使用的电源IC:SiC-MOSFET驱动用AC/DC转换器控制IC:BD7682FJ-LB 通过前面的说明,相信您已经理解了BD7682FJ-LB作为SiC-MOSFET用IC最重要的关键点,接下来介绍其概要和特点。 <特点> 小型8引脚SOP-J8封装 低EMI准谐振方式 降频功能 待机时消耗电流低:19uA 无负载时消耗电流低(轻负载时采用猝发模式工作) 最高频率(120kHz) CS引脚Leading-Edge Blanking(前沿消隐) VCC的UVLO保护和OVP保护 逐周期过流保护电路 软启动 ZT触发器屏蔽功能及OVP保护 输入欠压保护功能(掉电) SiC-MOSFET用栅极钳位电路 <重要特性> 工作电源电压范围(VCC):15.0V~27.5V 正常工作电流: 0.80mA(typ.) 猝发模式时工作电流: 0.50mA(typ.) 最高振荡频率: 120kHz(typ.) 工作温度范围: -40℃~105℃ 主要的特点是SiC-MOSFET适用和准谐振方式。准谐振方式利用软开关工作,与PWM方式相比,具有低噪声、高效率、可降低EMI的优点。 另外,还内置多种保护功能,在690VAC这样的高电压条件下也可工作,可支持广泛的工业设备应用。其中包括电源电压引脚的过压保护、输入电压引脚Brown-In / Brown-Out(低电压输入动作禁止功能)、过流保护、二次侧电压过压保护等。 在高耐压应用中,与Si-MOSFET相比,SiC-MOSFET具有开关损耗及传导损耗少、温度带来的特性波动小的优点。这些优点有利于解决近年来的重要课题–节能化和小型化,比如有助于提高功率 转换效率,可实现散热器的小型化,可高频工作从而实现变压器和电容器的小型化等。 右图是在AC/DC转换器中SiC-MOSFET与Si-MOSFET的效率比较。如图所示,预计可实现高达6%的效率提升。 另外,除此次使用的BD7682FJ-LB之外,根据FB引脚过载保护、VCC引脚过压保护功能,还有另外3种不同机型。 FB引脚OLP VCC引脚OVP BD7682FJ-LB AutoRestart Latch BD7683FJ-LB Latch Latch BD7684FJ-LB AutoRestart AutoRestart BD7685FJ-LB Latch AutoRestart 最后,虽然与特性和性能没有直接关系,也在此提一下,这些产品是面向工业设备市场的、保证长期供应的产品。作为具备卓越性能和工业设备所需保护功能等的电源IC,这样的支持也是非常重要的。 下一篇文章将对准谐振方式进行介绍。 3. 设计案例电路 上一篇文章对设计中使用的电源IC进行了介绍。本文将介绍设计案例的电路。 准谐振方式 上一篇文章提到,电源IC使用的是SiC-MOSFET驱动用AC/DC转换器控制IC“BD7682FJ-LB”。转换电路采用准谐振方式,是利用变压器一次绕组的电感和谐振电容器的电压谐振的自激式反激转换器,通常损耗和噪声可以比PWM反激式转换器降得更低。 基本上属于反激式转换器,因此会在关断期间将MOSFET导通期间内积蓄到变压器中的能量输送至二次侧。PWM反激式转换器也是相同的工作模式,但采用准谐振方式的话,变压器在释放能量后,根据变压器一次绕组的电感量和谐振电容器的电容量,会产生谐振带来的电压振动。从而利用该电压振动,由IC检测到Vds的波谷电压并进行下一次导通。在这个时间的导通,变压器中流动的电流为零,漏极电压也很低,因此可将降低开关损耗和噪声。这就是准谐振方式的优势。 顺便提一下,该动作产生的准谐振转换器的开关损耗,基本上不会在导通时产生,关断时的损耗占主导地位。 另一个工作特点是,轻负载时处于不连续工作模式,开关频率随着负载的上升而上升。然后,以某个负载电流为为边界(临界点)进入临界工作模式,在这种状态下,开关频率随着负载的上升而降低。由于开关频率随负载而变化,因此可以说是一种PFM转换器。 24V/1A隔离型准谐振转换器的设计案例电路 下面是设计案例的输入输出条件和电路图。将在该条件下计算电路部件的常数。 输出:24V、1A(24W) 输入:300~900VDC(400~690VAC) 关于输入,虽然具有DC电压输入和AC电压输入两种输入,但由于将AC输入电压整流后会成为DC电压,因此将根据DC输入电压值来设置常数。 点击电路图可放大查看。 4. 变压器T1的设计 其1 从本文开始进入具体的设计,比如计算相关电路常数等。首先是变压器T1的设计。计算步骤如下。 ①反激式电压VOR的设定 ②一次侧绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 ③变压器尺寸的决定 ④一次侧绕组数Np的计算 ⑤二次侧绕组数Ns的计算 ⑥VCC绕组数Nd的计算 为进行变压器设计,必须推导出来的参数有:“铁芯尺寸”、“Lp电感值”、“Np/Ns/Nd的匝数”。 另外,赋予T1的条件为:输出24V1A,VIN(DC)=300V~900V。 ①反激式电压VOR的设定 反激式电压VOR是VO(二次侧Vout加上二次侧二极管DN1的VF)乘以变压器的匝比Np:Ns得到的值。确定VOR后,求匝比Np:Ns和占空比。基本公式和示例如下。(电路图中缺少DN1的描述,实际上在T1的二次侧连接的2个二极管就是DN1) 设置VOR值时,请考虑到MOSFET的损耗等,使Duty达到0.5以下。图中是MOSFET的Vds波形。 ②一次侧绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 确定最低输入时(VIN=300V)、最大负载时的最低振荡频率fsw后,求一次绕组电感值Lp和一次侧的最大电流Ippk。 设最低输入时(VIN=300V)的最低振荡频率 fsw=92kHz。另外,其他参数如下: ・根据Po=24V X 1A=24W,考虑到过负载保护等,  设Po(max)=30W(降额:0.8) ・变压器转换效率η=85% ・谐振用电容器容值Cv=100pF ③变压器铁芯尺寸的决定 根据Po(max)=30W,并稍微留些余量,变压器铁芯尺寸选择EFD30。下表是相对于输出功率Po的适当的铁芯尺寸参考标准。具体请向变压器厂商确认。 这样,所需的“铁芯尺寸”、“Lp电感值”就确定了。“Np/Ns/Nd的匝数”将在下一篇文章中进行计算。 变压器设计所需的参数 变压器铁芯尺寸 EFD30(或替代产品) Np(一次侧匝数) 1750µH Np(一次侧匝数) (下一篇) Ns(二次侧匝数) (下一篇) Nd(VCC匝数) (下一篇) 5. 变压器T1的设计 其2 在前面的“变压器T1的设计 其1”中,对下述计算步骤①~③进行了说明。本文作为“其2”来计算剩下的④~⑥,并结束变压器T1的设计篇。 ①反激式电压VOR的设定 ②一次侧绕组电感值Lp、一次侧的最大电流Ippk的计算 ③变压器尺寸的决定 ④一次侧绕组匝数Np的计算 ⑤二次侧绕组匝数Ns的计算 ⑥VCC绕组匝数Nd的计算 在“其1”中也提到过,为了进行变压器设计,必须推导出来的参数有:“铁芯尺寸”、“Lp电感值”、“Np/Ns/Nd的匝数”。在“其1”中已经计算了“铁芯尺寸”和“Lp电感值”。 变压器设计所需的参数 变压器铁芯尺寸 EFD30(或替代产品) Lp(一次侧绕组电感值) 1750µH Np(一次侧匝数) 按步骤④ Ns(二次侧匝数) 按步骤⑤ Nd(VCC匝数) 按步骤⑥ 另外,赋予T1的条件为:输出24V1A,VIN(DC)=300V~900V。 ④一次侧绕组匝数Np的计算 第4步是计算一次侧绕组匝数Np。一般的铁氧体铁芯磁通密度B(T)的最大值在100℃时为0.4T,所以Bsat=0.3T。 需要确认AL-Value-NI特性,并在不饱和区使用,以免引起磁饱和。确认时需要使用AL-Value-NI特性曲线图。 例如,假设Np=50匝,则 进入饱和区。 设置一次绕组匝数,并避免进入该饱和区。 当Np=64匝时,则 处于不饱和区。所以,确定为Np=64匝。 ⑤二次侧绕组匝数Ns的计算 接下来计算二次绕组匝数Ns。在“①反激式电压VOR的设置”中,已经求出Np/Ns=8,所以在此使用这个数据进行计算。 ⑥VCC绕组匝数Nd的计算 通过下列公式来求VCC绕组匝数Nd。设VCC=24V、Vf_vcc=1V。 VCC的24V是该设计中使用的IC“BD7682FJ-LB”的VCC标准要求电压。由于需要驱动SiC-MOSFET,因此栅极电压(OUT引脚钳位电压)需要18V(typ)。 至此,所需参数全部计算完毕。前表中加入数值后如下。 变压器设计所需的参数 变压器铁芯尺寸 EFD30(或替代产品) Lp(一次侧绕组电感值) 1750µH Np(一次侧匝数) 64匝 Ns(二次侧匝数) 8匝 Nd(VCC匝数) 8匝 最后是基于这些参数的变压器设计案例。 6. 主要部件选型 (1)MOSFET Q1 变压器设计篇已经结束,接下来将围绕电源ICBD7682FJ-LB的外围元器件进入部件选型部分。本文将摘录并使用所要介绍的部件的外围电路,需要确认整体电路时看下图。 主要部件的选型:MOSFET Q1 MOSFET Q1是用来驱动变压器一次侧的晶体管,是本设计主题之一的“SiC-MOSFET”。 MOSFET的选型需要考虑最大漏极-源极间电压、峰值电流、导通电阻Ron的损耗、封装的最大容许损耗等。 低输入电压时,MOSFET的导通时间变长,Ron损耗带来的发热量增加。SiC-MOSFET的特点是Ron低,其传导损耗也小,但请务必在组装在实际PCB板和产品中的状态下进行确认,并在必要时利用散热器等来解决散热问题。 ID的额定值以Ippk×2左右作为大致的选择标准。Ippk在变压器设计的②中已经求出为0.66A。 Vds通过下列公式计算。 Vspike则很难通过计算算出来。所以,根据经验,在添加缓冲电路的前提下,选择Vds为1700V的MOSFET。在这个设计案例中,选择ROHM生产的SiC-MOSFET “SCT2H12NY(1700V、1.15Ω、4A、44W)”或“SCT2H12NZ(1700V、1.15Ω、3.7A、35W)”。 下面以SCT2H12NY为例列出其最大额定值。关于其他参数和其他详细信息,请参考相应的技术规格书。 (2)输入电容和平衡电阻 继上一篇文章MOSFET的选型之后,本文将确定输入电容和平衡电阻的常数。 主要部件选型:输入电容C2、C3、C4 右侧的电路图是从整个电路图中摘录的输入部分的电路。输入端的输入电容需要C2、C3、C4这3个电容。需要确认整个电路时,请参考这里。 输入电容的容值通过下表来确定。 关于输入,如设计案例电路中所述,将AC输入电压整流后会变为DC电压,因此将根据DC输入电压值来设置常数。 输入电压规格:300~900VDC(400~690VAC) Pout=24V×1.1A=25W 根据上述规格,Cin为1×25=25µF,因此选择33µF的电容。 输入电容也与输入停止后的输入电压保持时间等有关,因此,也可根据这些相关规格来选择电容量。 接来下,我们将探讨并来确定输入电容的耐压。从上面可以看出,这个电路是处理高电压的电路,要求输入电容具有高耐压特性。输入电容的耐压需要达到最大输入电压以上。最大输入电压按80%降额。 最大输入电压/降额=900V/0.8=1125V 要想支持1125V,需要串联使用三个450V耐压的电容,从而获得450V×3=1350V的耐压。当然,整体上要获得33µF的电容量,各电容需要三倍的电容量,因此选择100µF/450V的电容。 主要部件选型:平衡电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6 为了获得所需的耐压,我们采用了串联连接电容的手法,但在这种情况下,需要保持施加到所有电容的电压均衡,因而需要与各电容并联连接平衡电阻。从电路图中可以看出,平衡电阻是串联在输入端和GND之间,因此流经平衡电阻的电流只是一种损耗,故建议选择470kΩ以上的电阻值。平衡电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6的损耗如下: 平衡电阻损耗(W)=最大输入电压×最大输入电压/平衡电阻的和 =900V×900V/(470k×6=2.82MΩ)=0.287W 综上所述,得出: 输入电容C2、C3、C4:100µF/450V 平衡电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6:470kΩ (3)用来设置过负载保护点切换的电阻 本文中将对本设计中使用的电源IC固有的功能、过负载保护校正功能的设置相关的电阻值进行计算。 主要部件选型:用来设置过负载保护点切换的电阻R20 首先,来确认过负载保护点切换设置电阻R20在电路上的位置。这个电路图是从整个电路图中摘录的。 此次设计中使用的电源IC“BD7682FJ”对于输入电压的波动具有校正过负载保护点的功能。 当输入电压上升时,如果过流限制是恒定的,则容许功率将直接增加。当输入电压超过设置值时,这种校正功能可通过降低电流限制电平来降低损耗功率,从而使过负载时的保护更可靠。 下面为计算示例。输入电压采用三相380VAC来进行设计。三相380VAC的最大值为√2×380VAC = 537VAC。对此取50%左右的余量,将切换电压设置为DC800V。 公式中的Izt是开关导通时从IC流到变压器VCC绕组Nd的电流。当Izt超过1mA时,降低过流限制电平,来降低过负载保护点。 接下来,我们来确认过负载保护点切换后,是否能保证额定负载。当过负载保护点切换时,Vcs=1.0V变为0.70V。这意味着过电流限制变为0.7倍。然后计算这个条件下的各个参数。 设变压器的转换效率为η=0.85,则过载切换后的输出功率可通过下述公式计算。 在这个公式中,fsw’不是计算值158kHz而是120kHz的原因是电源IC的最大开关频率为120kHz。 通过计算结果可以看出,当输入电压高于800VDC时,过载点发生变化,输出功率被限制为19.38W。下面给出示例电路中的实测值作为参考值。关于过负载保护点,不仅需要计算,还需要在整机实装状态下进行确认。 过电流检测 示例电路中的实测值(参考值) (4)电源IC的VCC相关部件 本文中将确定本设计中使用的电源IC的VCC引脚相关的元器件常数。VCC引脚是电源IC BD7682FJ的电源引脚。 BD7682FJ的内部控制电路通过施加于VCC引脚的电压来工作。大家都知道,如果这个电源电路的输入电压为300V~900V的话,不仅不能直接工作,还有可能瞬间被破坏。因此,需要生成较低的DC电压供该IC电源之用。VCC的工作电压范围为15.0V~27.5V,在“变压器T1的设计 其2”中已经介绍过,计算变压器VCC绕组Nd(也称为“補助绕组”或“第三绕组”)时,已经以VCC=24V为前提计算出了Nd。 右侧电路图为相应部分的摘录。在这里,我们来确定“VCC用电压生成(橙色框)”、“VCC绕组浪涌电压抑制(橙色框)”及“VCC启动(蓝色框)”相关电路的元器件常数。 VCC电压生成用整流二极管D18及滤波用电容C5 通过电路图橙色框内的二极管D18和电容C5,将VCC绕组Nd(电路图的第5-6绕组)产生的开关电压整流为DC电压并滤波。该电路与二极管整流型DC/DC转换器基本相同。(框内的电感L4实际上是不使用的,请忽略。另外,电阻Rvcc1是浪涌抑制电阻,后续会进行说明) D18的耐压通过计算施加于D18的反向电压Vdr来确定。 VCC(max)按31.5V。VCC引脚具有VCC OVP(过电压保护)功能,其最大值为31.5V,所以VCC电压即使上升到这个电压值,也不会超过D18的耐压。设Vf为1V。VIN(max)为900V。根据“变压器T1的设计 其2”中求得的结果,Nd为8匝,同样,Np为64匝。 将这些值代入, 考虑到余量后,根据145V/0.7≒200V,最终选择具有200V耐压的二极管。D18根据其目的需要选择适合高速开关的类型。此次使用ROHM生成的快速恢复二极管RF05VAM2S。 电容C5选择22µF的铝电解电容比较合适,根据Vcc(max)耐压为35V。 VCC绕组用浪涌电压抑制电阻Rvcc1 受变压器的漏电感(Lleak)影响,当MOSFET从ON至OFF的瞬间,将产生大的浪涌电压(峰波噪声)。这种浪涌电压是由VCC绕组所引起的,VCC电压上升可能会引发VCC引脚的VCC OVP动作。插入5~22Ω左右的抑制电阻Rvcc1来降低这种浪涌电压。请在实际安装在产品中的状态下确认VCC电压的上升情况并调整电阻值。 VCC启动用电阻R11、R12、R13、R14、电容C6、二极管D19 对于VCC绕组的VCC电压来说,二次侧的输出是基础(Ns:Nd)。所以,在原理上,电路如果不开始开关工作,就不会产生VCC电压,故需要在启动时另行给IC施加VCC电压。启动用电阻(Rstart)R11、R12、R13、R14与启动用电容(Cstart)C6一起启动IC。另外,还可以使用这种CR来调整启动时间。此外,对待机功耗也有影响。 启动用电阻Rstart可通过以下公式所示的最小和最大条件求出。根据VIN_min取余量,VIN_start按180V。根据技术规格书,VCC UVLO(max)为20V,且待机时电路电流IOFF、即启动前的VCC最大电流为30µA,但需要确保余量,所以按40µA。VCC OVP(max)在技术规格书中的规定是31.5V,保护电路动作时的VCC电流Ion1取最小值300µA。 Rstart<VIN_start-VCC UVLO(max)/IOFF=(180V-20V)/40µA=4000kΩ Rstart>VIN_max-VCC OVP(max)/Ion1=(900V-31.5V)/300µA=2895kΩ 2895kΩ<Rstart<4000kΩ 根据计算结果,Rstart为2940kΩ(R11、R12各1MΩ,R13、R14各470kΩ)。 启动用电容(Cstart)C6由于还具有使VCC稳定的作用,所以推荐采用2.2µF以上的电容。再考虑到前述的启动时间,本次采用4.7µF的电容。图中显示了Cstart与VIN的启动时间的关系。 关于与启动电阻Rstart之间的关系,如果将Rstart的值设置的较小,则启动时间缩短,待机功耗增加。反之,如果将Rstart的值调大,则启动时间延长,待机功耗变小。 当VIN接通时,C6被充电;当VCC引脚的电压达到启动电压时,IC开始工作。其后,当输出电压超过恒定电压时,VCC生成电路工作且供给VCC电压。二极管D19要避免给启动时的滤波用电容C5充电。D19使用反向电流IR很低的开关二极管1SS355VM(ROHM生产)。请参考这里的电路图(在该电路中,Rvcc1为22Ω)。 (5)电源IC的BO(Brown-out)引脚相关部件 继上一篇VCC引脚相关部件的内容之后,本文来确定本设计案例中使用的电源IC的BO引脚相关的元器件常数。BO引脚是用来设置电源IC BD7682FJ的欠压保护功能的引脚。 什么是欠压保护(Brown-out)功能 欠压保护功能是当输入电压VIN低于正常工作所需的电压时停止开关工作的保护功能。该功能由BO引脚执行。例如,在启动时,直到BO引脚电压超过欠压检测电压值时才会开始开关工作,并且不产生不稳定的输出电压。另外,工作过程中一旦VIN下降、BO引脚电压低于欠压检测电压值则立即停止开关工作。工作停止时不会锁存,当VIN恢复、BO引脚电压再次超过欠压检测电压值时会自动开始工作。 欠压保护设置电阻R7、R8、R9、R10、R15及BO引脚电容C8 这个电路图中包括BO引脚所需的电阻和电容,以及内部功能模块。BO引脚连接于IC内部电压比较器的同相输入端,比较器的反相输入端被施加比较电压1.00V。据此,欠压检测电压VBO规定为标准1.00V、最小0.92V、最大1.08V。 向BO引脚输入将VIN电阻分压为RH和RL的电压,并使用1V作为阈值控制开关工作的开始和停止。也就是说,通过RH和RL来设置开关开始和停止电压。 另外,电阻值的计算需要考虑下列欠压检测迟滞电流IBO。 VBO<1V(开关停止状态):有灌电流(Sink Current)IBO VBO≧1V(开关工作状态):无灌电流(Sink Current)IBO IBO规定为标准15µA、最小10µA、最大20µA。 下面是RH和RL的设置示例。 设开始开关工作的VIN(低→高)为VINON、停止开关工作的VIN(高→低)为VINOFF,则 根据上述公式,RH和RL可通过下列公式求出, 设VINON=90V、VINOFF=60V、VBO=1V、IBO=15µA,则 在前面给出的电路中, RH=R7+R8+R9+R10=470kΩ+470Ω+470Ω+470Ω=1.88MΩ、RL=R15=33kΩ BO的线路中因阻抗高而对噪声敏感,所以电容C8是必需的。大致标准为0.01µF~1µF。在上述电路中选择了0.1µF。 (6)缓冲电路相关部件 本文介绍的内容不是电源IC BD7682FJ的功能设置部件,而是电源电路中常用的缓冲电路的组成元器件和常数。 什么是缓冲电路 缓冲电路是抑制浪涌的电路。在本例中是为了抑制输入浪涌而设置在输入端,其实也可用于输出端。由于输入连接于变压器的一次侧,所以受变压器的漏电感影响,当MOSFET从ON变为OFF的瞬间,将产生较大的浪涌电压(尖峰噪声)。这种浪涌电压施加在MOSFET的漏极-源极之间,因此如果产生的浪涌电压超过MOSFET的耐压,可能会造成MOSFET损坏。为了防止MOSFET损坏,插入由RCD(电阻、电容、二极管)组成的缓冲电路以抑制浪涌电压。由于大多数情况下都会产生这种浪涌,因此建议在设计之初就设置缓冲电路。 缓冲电路:Rsnubber1、Csnubber1、及D13、D14、D15、D16 在本例中使用的缓冲电路,由电阻Rsnubber1、电容Csnubber1、以及二极管D13、D14、D15、D16组成,只要去掉D15和D16就是典型的RCD缓冲电路。首先来确定钳位电压和钳位纹波电压,并按R、C、D的顺序确定常数。 1)钳位电压(Vclamp)、钳位纹波电压(Vripple) 钳位电压需要根据MOSFET的耐压考虑到余量来决定。余量取20%。 Vclamp=1700V×0.8=1360V 钳位纹波电压(Vripple)定为50V左右。 2)电阻Rsnubber1 Rsnubber1的选型需要满足以下条件。 这里设漏电感Lleak=Lp×10%=1750µH×10%=175µH, 利用下列公式计算Po=25W、VIN(max)=900V时的Ip和fsw。 根据上述计算: fsw从161kHz变为120kHz的原因与以前介绍的一样,因为电源IC的最大开关频率为120kHz。Rsnubber1是比计算结果253kΩ小的值,因此定为200kΩ。 Rsnubber1的损耗P_Rsnubber1可利用以下公式进行计算。 考虑到余量,定为2W以上。最终Rsnubber1采用2W、200kΩ的电阻。 3)Csnubbe1 Csnubber1的电容量通过下列公式计算。 由于容量要大于1607pF,所以选择2200pF。 施加于Csnubber1的电压为从Vclamp减去VIN(MAX)后的电压,即1360V-900=460V,因此考虑到余量,Csnubber1的耐压定为600V以上。最终选用2200pF、2kV、10%、X7R、1210封装的陶瓷电容。 4)D13、D14 4个二极管中,D13和D14使用快速恢复二极管。耐压选择MOSFET的Vds(max)=1700V以上的电压。此次串联使用2个通用的UF4007(1000V、1A)。 由于浪涌电压不仅受变压器的漏电感影响,还受PCB板薄膜布线的寄生分量影响,因此需要在组装于实际PCB板中的状态下确认Vds,并根据实际的电压调整缓冲电路。 5)D15、D16 这些二极管是TVS(瞬态电压抑制)二极管,是浪涌吸收元件。当需要获得更优异的保护性能时,可添加TVS来吸收瞬态尖峰噪声。通过确认MOSFET开关时的波形来决定是否使用。施加于这部分的计算值电压与施加于Csnubber1的电压相同,均为460V,因此串联使用2个钳位电压274V的1.5KE200A二极管,来吸收超出的瞬态电压。 (7)MOSFET栅极驱动调整电路 本文将对电源IC BD7682FJ的外置MOSFET的开关调整部件和调整方法进行介绍。 MOSFET栅极驱动调整电路:R16、R17、R18、D17 为了优化外置MOSFET Q1的开关工作,由R16、R17、R18、D17组成一个调整电路,用来调节来自BD7682FJ的OUT引脚的栅极驱动信号(参见电路图)。这个电路会对MOSFET的损耗和噪声产生影响,因此需要边确认MOSFET的开关波形和损耗边优化。 开关导通时的速度由串联插入栅极驱动信号线的R16和R17来调整。 开关关断时的速度由用来抽取电荷的二极管D17和R16的组合来调整。 通过减小各电阻值,可提高开关速度(上升/下降时间)。 在此次的电路示例中,R16=10Ω/0.25W,R17=150Ω,D17=肖特基势垒二极管RB160L-60(60V/1A)。 准谐振转换器的开关损耗基本上不会在导通时产生,关断时的损耗占主导地位。 要想降低开关关断时的开关损耗,需要减小R16,提高开关关断速度。但这会产生急剧的电流变化,开关噪声会变大。 开关损耗和噪声之间存在着此起彼消(Trade-off)的制约关系。所以需要在装入实际产品的状态下测量MOSFET的温度上升(=损耗)和噪声情况,并确认温度上升和噪声水平在容许范围内。请根据需要将上述常数作为起始线进行调整。 另外,由于R16中会流过脉冲电流,因此需要确认所用电阻的抗脉冲特性。 R18是MOSFET栅极的下拉电阻,请以10kΩ~100kΩ为大致标准。 (8)输出整流二极管 本文将介绍将二次侧(输出)开关电压整流为DC的二极管的常数计算。 输出整流二极管:ND1 首先来看电路图。输出整流二极管ND1即右侧电路图中的深蓝色二极管。 为了对开关电压进行整流,输出整流二极管采用高速二极管(肖特基势垒二极管或快速恢复二极管)。 首先来计算施加于输出二极管的反向电压。 设Vf=1.5V、Vout(max)=24.0V+5%=25.2V,则: 对此,取30%余量,选择139.2V/0.7=198V → 200V耐压产品。 另外,二极管的损耗为估算值: 相应的二极管,选用ROHM生产的快速恢复二极管RFN10T2D(共阴极双芯型、200V/10A、TO-220FN封装)。 原则上,希望在电压70%以下、电流50%以下使用。另外,需要在装入产品的状态下确认实际的温度上升情况,并根据需要增加散热器或重新评估部件。 (9)输出电容器、输出设置及控制部件 继上一篇文章之后,本文将介绍二次侧(输出)相关部件的选型。 输出电容器:Cout1、Cout2 先来回顾一下输出电容器的作用。当MOSFET为ON时,输出二极管DN1处于OFF状态。此时,从输出电容器提供电流给负载。当MOSFET为OFF时,输出二极管DN1处于ON状态,此时给输出电容器充电的同时供给负载电流。 输出电容器取决于输出负载容许的Peak-to-Peak纹波电压(ΔVpp)和纹波电流。先来求电容器的阻抗Z_C。 设ΔVpp=200mV,则: ※按照60kHz(fsw min)计算 由于普通的开关电源用电解电容器(低阻抗产品)的阻抗规定条件为100kHz,所以换算为100kHz。 接着求纹波电流Is(rms)。Is可通过以下公式求得。 接下来,电容器的耐压以输出电压的2倍左右为大致标准。 耐压选择50V以上。 最后选用符合“算出的阻抗以下、额定纹波电流在计算值以上、耐压50V以上”条件的电解电容器。在电路示例中,采用了开关电源用的低阻抗型产品,50V/470µF×2(并联)。 实际的纹波电压和纹波电流,必须通过在应用上实际安装进行确认。 输出电压设置电阻:R25、R26、R28、U3 输出电压根据以下公式进行设置。U3为TL431型的分流稳压器,是用来设置输出电压的基准电压Vref。设Vref为2.495V,则: 实际上请通过输出电压反向推算。 反馈信号调整部件:R24、R27、R32、C15、U2 在该电路示例中,为了使输出电压Vout更稳定,通过右侧电路调整Vout,并通过光电耦合器反馈至电源IC的FB引脚以进行隔离。 R27、C15为相位补偿电路。请在实际应用中装机,以R27=1k~30kΩ、C15=0.1µF左右的条件边确认响应边调整。 R32为光电耦合器U2的限流电阻。请以300~2kΩ进行调整。 R24为分流稳压器U3的阴极电流设置电阻。由于需要通过U3的TL431确保1mA,因此使R24为光电耦合器的Vf/1mA=1kΩ。 (10)电流检测电阻及各种检测用引脚相关部件 本文将介绍电源IC用来降压及稳定控制的各种检测用引脚所需部件。 首先来看一下电源IC BD7682FJ检测用引脚功能。BD7682FJ通过FB引脚,ZT引脚,CS引脚来监测所需的位置(点),从而进行降压及稳定控制。 FB(反馈信号输入)引脚通过光电耦合器来监测二次侧输出电压,从而实现稳定控制。ZT(过零电流检测)引脚通过VCC绕组检测开关关断时线圈中积蓄的电力被供应给二次侧输出电容器,且供给电流已达到零。CS(一次侧电流感应)引脚在监测开关(MOSFET)电流的同时,还具有过电流限制功能。 作为整体的工作,通过FB引脚和CS引脚控制开关的导通时间,通过ZT引脚控制关断。 下面介绍各引脚所需的部件。 电流检测电阻:R19 R19通过开关晶体管Q1将一次侧的电流转换为电压。该电压由CS引脚监测,并设置输出的过负载保护点。设置R19的值,使一次侧的最大电流Ippk(0.66A)流过时CS引脚的过电流检测电压Vcs=1V。    →1.5Ω 另外,R19的损耗P_R19为:       考虑到耐脉冲性能,设R19为1W以上。 关于耐脉冲,即使额定功率相同,耐脉冲性能也可能因电阻的结构等而改变。具体请向所用电阻的厂商进行确认。 CS引脚噪声保护用电阻及电容器:R22,C13 无法用消隐功能吸收噪声时,可考虑增加RC滤波器。不需要滤波器时,推荐插入R22(1kΩ左右)作为抗浪涌对策。C13为47pF左右。 ZT引脚电压设置电阻:R21 R21用来设置ZT引脚的波谷检测电压。ZT引脚的波谷检测电压为Vzt1=100mV typ.(ZT引脚电压下降时),Vzt2=200mV typ.(ZT引脚电压上升时)。另外,根据ZTOVP(min)=3.30V,大致设置为Vzt=1~3V左右。通过“用来设置过负载保护点切换的电阻抗”将R20设置为100kΩ。线圈匝数如“变压器T1的设计 其2”中所计算的,Nd,Ns均为8匝。   设置为 时,   则 →12kΩ ZT引脚电容:C11 C11是用来稳定ZT引脚和调整波谷检测时序的电容器。确认ZT引脚波形,波谷检测时序后进行其电容设置。在本电路示例中,选择47pF。 FB引脚电容:C12 C12是用来稳定FB引脚的电容器。推荐1000pF~0.01µF左右。在本电路示例中,选择2200pF。 (11)EMI及输出噪声对策部件 本文将介绍EMI对策和输出噪声对策用的部件选型。这将是示例电路部件选型的最后一篇。 EMI对策 EMC对策在设备设计中是非常重要的项目。开关电源因其“开关”的特性而产生EMI。针对EMI有以下3种对策: 1)在输入部增加滤波器 可增加电源用共模滤波器、LC滤波器等。 2)在一次侧和二次侧之间增加电容器 可增加称为“Y电容(Y Capacitor)”的电容器。一次侧GND和二次侧GND之间插入CY1(2200pF)。另外,在一次侧HV+和二次侧GND之间也插入CY2和CY3(各2200pF)。在这些用途中可能需要承受高电压等较大应力,因此请使用已获得所有相关标准认证的电容器。在这里使用EA型(X1,Y1)、1kV的产品。 3)给二次侧整流二极管增加RC缓冲电路 这与在一次侧开关节点加入缓冲电路的方法相同,给可以称为“二次侧的开关节点”的整流二极管DN1增加了R23(82Ω)和C14(330pF)。 每种方法都需要确认噪声的影响和对策效果并调整部件常数。 输出噪声对策 被输出整流二极管DN1整流的电压,由Cout1和Cout2滤波,如果要进一步滤波或对开关噪声进行过滤,需要增加LC滤波器。在该示例中,由L3(2.2µH)和Cout3(220µF)组成LC滤波器。这里也需要确认噪声的影响和对策效果并调整部件常数。 7. PCB板布局示例 截至上一篇文章,结束了部件选型相关的内容,本文将对此前介绍过的PCB电路板布局示例进行总结。 使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的PCB布局示例 下面是使用了通孔插装型SiC MOSFET SCT2H12NZ的PCB布局示例。PCB使用双面PCB板。这是引线部件的平面视图。 下面是实际的PCB照片。如图所示,SiC MOSFET安装在散热器旁边。 这是表面贴装部件的布局视图。 使用SiC MOSFET或准谐振转换器时,PCB的布局原则基本不变。 8. 案例中的电路和部件清单 这之前介绍了示例电路的各部件选型要点、常数的计算、PCB板布局示例,最后将利用示例电路来确认并评估一下效率和波形。本文将给出整个电路和所有部件清单。 部件表中的部件是示例电路中使用的部件清单。由于需要针对不同的应用和条件进行优化,所适用的部件也不尽相同,因此这里的清单仅供参考。 9. 评估结果 (1)效率和开关波形 针对此前介绍过的示例电路,此次介绍其效率和开关波形的评估结果。 效率的评估 效率的评估结果曲线图中,给出了三种输入电压的效率和输出功率、各输入引脚的效率和输出电流。 图中是给DC输入引脚输入300VDC、600VDC、900VDC时的效率。设计的基本规格是24V/1A输出,因此在24W附近体现出良好的效率,比较理想的特性是低输出功率时也能保持高效率。在300V输入的示例中,到15W(Iout约0.63A)前的效率高达90%左右,到5W(Iout约0.21A)时也保持了80%以上的效率。在其他输入电压条件下也同样在广泛的输出功率范围内保持着高效率。 这张图中是向DCIN输入300VDC(红)、向ACIN输入300VDC(绿)、向ACIN输入300VAC时的效率。获得的结果是,不经由整流电路向DCIN的DC输入时效率最高。 开关波形的评估 虽然效率是通过测量功率或电压和电流就可以计算出来,而无需观察开关波形,但在开关电源中,观察关键波形并确认尖峰和振荡等是否有异常是非常重要的。下面是功率开关SiC MOSFET的漏极电压和漏极电流的开关波形。漏极电压波形是准谐振型的独特波形。相对于上段,下段的Iout是翻倍的。可以比较观察一下导通/关断的时间以及漏极电流的区别。 这些波形是接近理想波形的,也可以用于判断试制电路是否正常的参考。 10. 小结 此前共用19个篇幅介绍了“使用SiC-MOSFET的隔离型准谐振转换器的设计案例”,本文将作为该系列的最后一篇进行汇总。 该设计案例中有两个关键要点。一个是功率开关中使用了SiC-MOSFET。SiC-MOSFET与Si-MOSFET相比,具有损耗低且高温环境下工作特性优异的特点。另一个是开关拓扑选用了准谐振方式。准谐振方式具有噪声低且效率高的特点。通过这些组合,可设计出高耐压、高效率、低噪声的AC/DC转换器。对于近年来的主要课题–节能来说,SiC功率元器件是功不可没的。 此次使用的电源IC为准谐振控制器,SiC-MOSFET是外置的。目前ROHM正在开发SiC-MOSFET内置型转换器IC。内置Si-MOSFET的转换器IC有很多,但ROHM内置SiC-MOSFET的转换器IC为全球首发。 来源:techclass.rohm
  • 热度 2
    2021-3-31 10:22
    262 次阅读|
    0 个评论
    在设计AC/DC转换电路时,有几个必须思考的课题和讨论事项。本节特地挑选出其中最容易引发问题的项目。除了设计AC/DC转换电路外,也和设计电源有所关联。 1. 使用分立结构还是电源IC 使用分立结构还是电源IC设计电源电路的相关探讨日趋减少,在此主要从板载电源的角度进行探讨。有各种不同的考虑,使用电源IC的优势前面已经多有说明,近年来,如何将电源IC用得恰到好处才是考虑的重点。为了能更好的控制必要电路和搭载功能,设计者调整自身的设计以实现优化出更完善的电源设计。 图35 过去,电源是电源厂商的技术结晶,曾有一个时代分立结构在调校、功能、成本等方面更有优势。但是,近年来电源用IC已经能满足各种需求,轻易就能构筑简单、灵活、高性能的电源电路。尤其在减少元器件数量、减小尺寸、提高可靠性都有优势。在需要立马上市的设备快速设计时,提升电源设计的起步效率,就变得非常重要了。 关键要点: ·如果没有电源设计的相关丰富技术诀窍,使用电源IC会是比较好的方案。 ·IC厂商通常会提供设计支持。 2.效率提升 电源的效率提升是应对当前节能要求的最重要主题。此外,待机时的功耗也是重要的改善项目,也已经采取了各种对策。 开关DC/DC转换器的效率可实现95%,AC/DC转换器时,一次侧的转换效率实际上还有改善的余地。此外,必须应对大功率PFC(改善功率因数),还必须追加电路和诀窍。 图36 为实现AC/DC转换效率的提升,必须采用开关方式。要做到这一点,如前所述,例如100VAC的可滤波直接整流二极管和电容器,其后的近140V DC电压必须可开关晶体管比如高耐压部件。当然因此会有小幅成本上升。对此,随着与节能化要求的权衡作为重要考虑事项。 关键要点: ·如果重视效率,要选择开关方式。 ·尺寸和效率一般存在制约关系。 3. 小型化-部件数量、部件尺寸 小型化是近年来重要的要求事项。采用开关方式可以小型化。AC/DC转换的基础中,就以AC适配器为例,能有助于理解其区别所在。 在构成部件中,就数变压器又大且重,但也开始朝小型化发展。二次侧的DC/DC转换电路,如果开关频率高,电感和电容器就能缩小,进而达到小型化的效果。但是,也会面临到效率低落的问题。在这里,必须进行尺寸和效率的优化。 图 37 此外,加入控制IC的外围功能,也能够减少部件数量,削减安装面积。如果近年来控制IC已搭载5、6种保护功能。如果,使用分立部件来构成,需要相当多的部件和空间。 关键要点: ・部件数量多少会増加,采用开关方式外形尺寸可以变小。 4.保护功能 保护功能除了电源安全外,对于电路可靠性来说,也是一项非常重要的功能。保护功能大致上分成输入(过电压、防止低电压误动作等)、输出(过负载、短路、反向电压和过电压等)、温度(热关断或周围温度上升等)。虽然电源电路不必具备每一项保护功能,但这些都是几乎都是具备较佳、不可或缺的功能。前项已说明过,但由于必要的保护功能,几乎都搭载在控制IC上,因此推荐积极利用控制IC。 图 38 特别是AC/DC是,输入来源为插座的AC,有时因为落雷而忽然出现大浪涌等可能性。此外,电压变高,连家用电流都高达30A~50A时,谁都能想象如果因此引发损坏,将会造成多大的损害。 本稿提到AC/DC转换电路的简略图,省略AC线路的保险丝。大部分的电源电路都会加装保险丝。这点算是一般常识,因此略图大多会省略标示保险丝,不过在此还是稍微提一下。 关键要点: ・可以多利用IC搭载的功能,IC厂商也依照客户需求,将保护功能集成在控制IC上。 5. 认证、规范等 电源有许多认证和规范。当看到的Energy Star就是其中一种,和效率、待机功耗有关。安全相关的,AC适配器等电源单元必须取得的PSE认证,噪声相关多数案例要求符合EMI或EMC。分全球通用、只有某些国家和地区使用等类,如果想将产品推广至全球市场,就必须符合各个国家要求的规格。要注意,如果想取得这些认证都必须先通过测试,所要花的时间和费用以及人力相当可观。 图39 设计上最重要的就是在一开始的阶段,准确掌握必须先取得哪些认证、通过哪些规范。如果之后才增加要通过的规范,有可能陷入必须从头重新设计,导致产品虽然完成,但因为尚未通过测试,结果无法出货的窘境。 关键要点: ・所需各种规范和认证,必须事先调查清楚并制定日程表。 ・必须接受测试或审査,除了构思外,还要花费许多成本和时间。 来源:techclass.rohm
  • 热度 4
    2021-3-29 12:00
    979 次阅读|
    1 个评论
    AC/DC 转换电路设计的设计步骤(概述) 确定要求规格 控制(电源)IC 的选择 设计、外围部件选定 试作、评估 量产设计、评估、出货检查 AC/DC 转换电路设计的设计步骤(概述) 在本项目中,将说明设计AD/DC转换电路设计的步骤。虽然只是基础篇,概略说明一下,但仍希望大家了解设计时,必须确认作业顺序和相关项目才行。即使拥有足以理解电路图的知识,也只有在工作时,才会记住图纸以外的工作和具体步骤。另外,基于经验的做法和判断,也是非常重要的诀窍。在设计电路上,必须结合理论、知识以及经验,以带来相辅相成协同效应的方法。 以下为标准设计步骤,但只是约略分类并依据顺序排列。 图 29 首先是决定设计规格,接着一边选择能满足该规格的IC和部件,一边进行设计。除了电路图外,还必须设计基板的线路。之后是进行试作和评估、量产得流程。另外,本流程除了设计AC/DC转换外,也能够运用在其他电源设计上。 在这里,第二个步骤为“选择IC”,但如同前述,在设计基板电源时,几乎都会设计成使用电源IC的电路,因此次一个步骤才会是“选择IC”。 负责设计的人,其工作范围会因为公司和各种因素而不同。例如,原本认为不算设计工作范围,但可能会和出货检查的方法、调查不良品等有关。然而,这些都必须反馈至设计上,且在市场推出产品时,也须完成类似上述的相关制程。 关键要点: ・设计电路必须具备丰富的经验,以解决遇到的问题。 ・选择电源IC在设计板载电源上非常重要。 确定要求规格 初期作业中最重要的,就是明确要求规格。这原本就是一开始最重要的步骤,如果未决定整个电路基板的规格,无可避免地,也没有办法决定电源规格,但却常听到愈接近设计期间,才手忙脚乱的开始的设计。正因为一开始未做出决定,将无法继续进行下去,必须利用暂时规格,根据推算出必要电压的负载电流,开始着手设计。在开始时必须决定的主要内容如下所述。 图 30 以输入条件为例,如果是只能在日本国内,则100VAC即可,但贩卖至国外的产品,必须具备能支持该国电压、全球电压的通用输入规格。此外,有的国家电压不稳定,因此须讨论该国容许误差的范围为多少等许多事项。部件选择也会因此而出现相当大的波动,这代表在开始时,须尽可能收集相关信息。严格说来,即使规格不清不楚,但仍必须硬着头皮着手设计。目的为期限内设计出正确的电源,设计上必须保持机动。 关键要点: ・大多会在之后才决定电源规格,因此必须在短时间内,设计出高品质的电路。 控制(电源)IC 的选择 决定规格后,接下来就是选出能满足该规格的电源IC。如同前述,这里是在使用电源IC的前提下进行说明。 根据要求事项,决定适合的AC/DC方式为变压器方式,还是开关方式,降压或升压、反激式或正激方式等,并且选择电源IC。也就是说选择电源IC决定了电源方式。基本上电源IC必须采用特殊方式,利用决定的方式选择IC。在设计使用电源IC时,电源IC占了非常重要的地位,会因为使用的IC来决定电路和部件。换言之,即使认为是以IC为中心进行设计也不为过。 图31 电源IC规格不一,具备的功能也不尽相同。在选择电源IC时,关键要点为找出具备电源上必要功能的IC。特别是保护功能,如果在装上IC后,为了增加功能还得增加更多外置部件和安装面积,且设计和评估的时间也势必增加。基于上述理由,只好承认无法利用外置部件来增加功能。如果能顺利使用电源IC,将有助于提升设计的效率。 选择时,会有“大是包含小在内?”的提问。其实关键要点在于广泛准备高耐压和支持大功率的规格。答案是“可兼顾”,但考虑效率、外置部件调整至优化,因此并不推荐。 最后,是各厂商所制作的开关电源用IC,彼此之间无法兼容。虽然构造非常相似,引脚配置位置却不同。基本上无法和更换线性稳压器78种系列产品一样随意更换,在设计过程中,于规划好基板线路后才变更部件,代表着重新设计,因此在选择IC时,必须充分加以讨论。 关键要点: ・选择电源IC会对设计造成很大的影响。 ・一般而言,以配备具保护功能的IC,较能够提升设计的效率。 设计、外围部件选定 决定IC后,参考该IC的技术规格的说明或应用范例,继续进行设计。此时虽然会决定外置的电容器或电阻等的常量,但开关式AC/DC转换器上,设计变压器是非常重要的一环。 图32 变压器设计依照以下的步骤进行。一开始先讨论变压器的尺寸。根据电源方式、开关频率、输出功率等,决定变压器的尺寸。其次,为了避免磁饱和,决定主要线圈(一次侧线圈)的L值、各线圈的匝数。完成后再进入设计构造。设计构造时,层构造必须考虑结合度,并确保沿面距离符合安全规范,以及确认是否缠绕成骨架有效绕线槽后,再决定线材的线径。如此一来即决定好变压器的规格。下方为变压器规格范例,供各位参考。 图 33:变压器设计例 除了变压器外,选定部件和探讨设计时,在电气、电子知识外,还必须具备部件知识,其中又以经验最为必要。接着开始设计,但也有不顺利的时候。此时,可以利用IC和部件厂商的支持,迅速完成设计。 关键要点: ・设计变压器和电感时,必须具备设计构造和选定部件的经验。 ・经验不足时,可以向部件厂商寻求协助。 试作、评估 完成图纸和部件列表、建立基板布局后,即进入试作、评估性能的阶段。试作阶段从确认基本工作开始。不过,其实经常不知道什么工作才是正确的。此时可以利用IC厂商准备的评估板。或许细部规格会和自己设计规格不同,但仍可作为比较、探讨的样本。 图34 评估项目有测量效率等,如果有适用于AC功率计(电力计)将更便利。当然,可以利用电压表、电流表、钳形电流表等进行测量,但仍推荐使用功率计显示效率。 此外,务必使用示波器观察各点的波形。如果未仔细观察波形,是无法发现异常的波形、噪声和峰波等。这样一来,才能在看起来正常运转,但却觉得有些奇怪时找到真正的原因。 评估时,须仔细确认输出电压、负载电流、温度的余量很重要。如果设计上对于温度的余量不足,容易在量产时偏离要求的规格,或因为该批产品影响到不良率。构成电路的部件特性都不一样,因此必须要了解部件特性,并设计出能达到规格目标的产品。 量产设计、评估、出货检查 调试和优化的作业结束后,开始判断是否可以进入量产。此时,有时可能无法完全满足要求规格。会为了满足无论如何都不会退让的规格要求,必须重新设计,或是稍微妥协,讨论如何取得权衡,尽量让全部产品接近目标值。 以上为步骤和确认项目,希望大家在设计时,大致上都能遵循上述步骤。总之,只要审慎制定计划以及能随机应变,相信就可以顺利进行设计。 关键要点: ・在试作、评估阶段,可能会发生布局所导致的问题等无法根据图纸,加以预测到的麻烦。 ・务必确认工作余量。如果设计时未留出余量,可能引起量产品合格率等问题。 来源:techclass.rohm
  • 热度 4
    2020-7-23 09:06
    711 次阅读|
    0 个评论
    开关转换器之回授控制‒OTA Type II/III之相位提升 摘要 Type II 补偿器通常用于电流模式控制的开关转换器回授电路,一般可获得良好的线电压与负载调节及瞬时响应。然而当工作点(如输入电压或负载电流)改变,原设计的补偿器可能会有稳定度变差,或相位裕度不足的情形发生。此外,当转换器的工作环境发生变化,如温度、湿度、或零件老化等,都可能造成系统稳定度的改变,甚至导致电源系统不稳定。本文探讨因应原设计参数改变而采用相位提升电路,以改善系统稳定度,并以立锜科技降压转换器RT2857B为实例说明稳定度改变的情形,提出两种相位提升电路作为改善,最后以Mathcad作计算及SIMPLIS作电路仿真,验证理论的分析。 一、降压型转换器之小信号模型 探讨电源转换器的回授设计首先须从功率电路的开环转移函数开始;其频率响应是非线性的,透过小信号模型而线性化后,可以获得随工作点而异的转移函数。根据此开环的转移函数来设计回授补偿电路,使死循环路系统具有低的线电压及负载调节率,且对于负载电流瞬变发生时,输出电压可有很低的过冲(overshoot)与很快的回复稳态的调节时间(settling time);此外,也希望能对环境温度、长时间老化等都有相当的因应能力。而评价死循环效能并达到上述之目标最简单的方法就是透过电源系统的环路增益(loop gain)分析,并藉由交越频率与相位裕度以比较系统的响应带宽与相对稳定度。 图 1、降压型开关转换器电路与其回授电路 图1为一常规峰值电流控制(peak current mode control)的降压型转换器电路,红色虚线区域为其回授补偿电路(compensator)。输出电压VO经RF1、RF2分压采样,与一参考电压VREF作比较,其误差经过放大之后,得到一控制电压VCNTL;控制电压再与经电感电流检知增益RS之电感电流峰值比较得到控制开关晶体Q1的逻辑信号,完成双环闭回路控制。 功率电路的开回路转移函数,即从控制电压VCNTL到输出电压VO的频率响应,本文采用的是双环控制(two-loop feedback)降压转换器小信号模型,其模型演进与推导相当繁复,不是本文的重点,详细的电路模型与参数推导可参考文献 。此功率电路在连续导通模式(continuous conduction mode)下的开环转移函数可由以下近似式式(1)表示: (1) 其中, (2) (3) (4) (5) 在式(1)中,直流增益除了与工作点R、D有关外,也和电感电流检知增益RS、电感值LO、开关周期TS以及斜坡补偿(SE,SN)有关系,相当复杂。其中Fp(s)有一个低频的极点ωp以及输出电容ESR零点。如式(4)所示,ωp与工作点、输出滤波器LO、CO,以及斜坡补偿有关,即当工作点变化时,ωp极点也会随之而变;分子为输出电容ESR零点,并不会随工作点改变。Fh(s)为采样维持函数的近似值;在开关频率一半的地方有两个极点,同时有一个与补偿斜坡有关的Qp值。从式(5)可知,当其分母趋近于0时,Qp值会变很大,即形成一个尖峰(peaking),此尖峰会造成次谐波振荡(subharmonic oscillation)。若工作周期D高于0.5且无斜坡补偿(mC=1)时,Qp值为负值,表示Fh(s)在一半开关频率时会有一对共扼复数极点,相位会陡降,而增益大小则有一尖峰,造成系统不稳定。解决方法是加入斜坡补偿SE,让Qp为正值,以确保系统稳定。(SN电感电流的上升斜坡量。) 为方便以数值说明,本文后续都采用立锜科技RT2857B电流模式控制同步整流降压转换器之功率电路当成回授设计的受控平台。其开关频率设定为420kHz,内嵌固定斜坡补偿量SE =54 mV /μs;电感电流检知增益RS为62mV/A。输入电压范围为6V至12V,输出电压为1.8V,最大负载电流为6A。功率电感选用2.2μH,其绕线电阻为11mΩ;输出电容330μF,其等效串联电阻(ESR)为9mΩ。 图2为应用立锜RT2857B降压型转换器在各种不同输入电压与负载电流条件下之增益曲线,其中输出电压VO均为1.8V,而四条曲线分别代表高压轻载(VIN=12V,IO=0.6A)、低压轻载(VIN=6V,IO=0.6A)、高压重载(VIN=12V,IO=6A)以及低压重载(VIN=6V,IO=6A)等四个工作条件。如图所示,因为峰值电流控制有输入前馈的作用,输入电压对增益的影响不大。此范例将先以高压重载条件(VIN=12V,IO=6A)设计,如前所述,若选定一工作点进行补偿器设计,为避免相同的补偿器应用于其他条件如高压轻载时(VIN=12V,IO=0.6A),补偿效果受到影响,仍须检查其他条件下的相位裕度(phase margin),以确保系统的稳定。 图 2、不同输入输出条件下之控制电压对输出电压的增益曲线 图3为输入电压VIN=12V,负载电流IO=6A 的工作点下,依式(1)所得之频率响应波德图,包括增益及相位。其低频直流增益为12dB;在745Hz处有一个极点fP1,53kHz有一输出电容ESR零点fZ1,在一半开关频率,约210kHz处,有一对共轭复数极点fP2、fP3,增益与相位陡降,分别以 - 40dB/dec和‒180°/dec之斜率衰减。 图 3、功率级转移函数波德图(VIN = 12V,IO = 6A) 所谓环路增益(loop gain)是功率电路的频响增益与补偿电路增益的乘积。对一个电源转换器而言,若要有很低的线电压与负载稳压率,在零频率时,要有很高的环路增益,所以一般补偿器在零频率会有一个极点。另外,为了系统稳定,以及兼顾瞬时响应(transient response),环路增益的单位增益带宽(unit-gain bandwidth),也就是通称的交越频率(crossover frequency),会设计在大约开关频率(fS)的1/20 到1/5之间;且必须有相当程度的相位裕度,最好是在50°以上。有了上述之系统需求,就可以设计补偿器了。 本文是以最为熟知与采用的极零点置放法(pole-zero placement)作补偿器设计。以峰值电流模式控制的降压转换器为例设计补偿器时,除上述之零频率极点外,并在功率电路的低频极点处fP1置放一个补偿器零点fCZ1;在中频输出电容ESR零点处fZ1置放一个补偿器极点fCP1;如此,加上适当的直流增益设计,环路增益便可以-20 dB/dec 的直线通过所设定的交越频率点。至于在功率电路高频段的双极点,因为频率已经远高于交越频率,增益低于0dB,通常在设计补偿器时不会考虑。 简单的说,补偿器会有一个零频率极点,及一个低频的零点,到了电容ESR处有一个极点。这样的补偿器,通称为Type II补偿器。一般峰值电流模式控制的降压转换器若采用Type II补偿器,都可得到满意的效能。然而当电源系统的工作点改变,或交越频率设定的不适当,或是电路器件的参数值(特别是电容)因为老化而变质等等,都会让原来的死循环系统稳定度受到影响,相位裕度降低。下章将从回授补偿器的组态探讨,以找到简单方便的解决方案。 二、OTA Type II 与 Type III补偿器的设计 运算跨导放大器(Operational Transconductance Amplifier;OTA)之功能为将输入差分电压(differential voltage)转换为 输出电流讯号,可视为一电压控制电流源(Voltage-Controlled Current-Source;VCCS)。相对于运算放大器(Operational Amplifier;OPA),OTA的结构较简单,在IC内部比较容易实现,且没有「虚拟接地」(virtual ground),所以在电源控制IC中,常作为回授控制之误差放大器。因此,本文主要探讨如何利用OTA实现较常使用的Type II与Type III补偿器,且如前所述,以高压重载为设计补偿器之工作点。 图4(a)为OTA之内部等效电路模型,而图4(b)为其电路符号。正端VIN+与负端VIN-的电压差为其输入信号,乘上OTA之跨导Gm,即为其等效之输出电流信号。此电流源并联一高输出阻抗RO与一杂散输出电容CO,即得到OTA 的输出电压。Gm与RO的乘积即为其开环路直流电压增益,通常可高达60dB以上;RO与CO造成的极点,决定了OTA的开路带宽,可达数MHz以上。 图 4、OTA电路(a)OTA等效模型(b)OTA电路符号 1. OTA Type II补偿器 式(2)为一标准Type II补偿器转移函数,具有一零点ωCZ1与二个极点:零频率极点及ωCP1,A为直流增益大小,图5为其对应之波德图。 (2) 图 5、Type II补偿器增益与相位之波德图 图 6、OTA之Type II补偿器 图6所示为一OTA Type II补偿器,推导其转移函数结果,如式(3), (3) 比较式(3)与式(2),二者有相同形式,列出fCZ1与fCP1及A公式如下: (4) (5) (6) 此补偿器有一零频率的极点,一个零点fCZ1,一个极点fCP1,本文采用极零点放置法,fCZ1与fCP1分别对应于功率级745Hz的极点与53KHz的ESR零点。如前所述交越频率决定后,将其代入可算出补偿器在交越频率下的相对应的增益,并算出A,以确定补偿器的所有系数。 极零点放置法的目标是让电路的死循环路增益以 - 20dB/dec斜率通过所设计的交越频率。如此设计补偿电路,仅能确定所需的交越频率,但相位的部份则无法保证。若所得之相位裕度无法满足系统需求,就必须降低交越频率的设定,或是采用更高阶次的补偿器。图7为所设计出之OTA Type II补偿器,使用Mathcad之理论计算的环路增益。 图7、Type II补偿器增益与相位之波德图 2. Type III补偿器 – Type II加相位提升电容 如上所述,若所得之相位裕度无法满足系统需求,除降低交越频率的设定之外,亦可采用更高阶次的补偿器。在原本的Type II补偿器中先加入一个零点fCZ2与再加入一个极点fCP2,相位在新加的极零点频率之间得到了提升,且可维持原本设计的交越频率。 图8,在原本的OTA Type II补偿器电路之上方分压电阻上并联一个电容CF1,在相位上会增加一个零点与极点,以提高相位裕度,此电容通称为相位提升器(phase booster)或又称为前馈电容(feedforward capacitor)。加了此相位提升电容之后,即为三极点二零点(three-pole two-zero;3P2Z)的补偿器,也是一种Type III补偿器。 图8、Type III补偿器 – Type II加相位提升电容 推导图8转移函数如式(7), (7) (8) (9) (10) (11) (12) 由式(10)、(11)可以看出,新增的零点fCZ2与极点fCP2是和CF1、RF1以及RF2有关,而RF1和RF2关系被输出电压与参考电压的比值固定,因此,新增的零点和极点存在着一相依的关系,在设计零点时,极点也就被决定了。虽设计的自由度受限,但若小心调试也可达到相位提升的效果。图9为Type II加上相位提升电容的补偿器,用Mathcad计算的理论环路增益。 图9、Type II加相位提升电容之补偿器增益与相位之波德图 3. Type III补偿器 – Type II加相位提升电容与电阻 上述之Type II补偿器,只能确保交越频率,无法保证足够的相位;若使用Type II加相位提升电容的补偿器,则有设计自由度不够的问题。因为新增加的极点fCP2与零点fCZ2相依,其相依关系等于输出电压与参考电压的比值,若输出电压为3.3V,参考电压为0.6V,极点频率就为零点频率的5.5倍,且固定无法调整,应用上受到限制。 改善方法可如图10,在原本的OTA Type II补偿器电路之上方分压电阻上并联一组电容与电阻,依然会增加一个零点与极点,亦为三极点二零点(three-pole two-zero;3P2Z)的Type III补偿器。 图10、Type III补偿器 – Type II加相位提升电容与电阻 推导其转移函数如式(13), (13) (14) (15) (16) (17) (18) 由式(16)、(17)可以看出,新增的零点fCZ2与极点fCP2是和CF1、RF1、RF2以及RF3有关,RF3可调整fCZ2与fCP2的相对位置,增加设计的自由度。图11为所设计出之OTA Type II加上相位提升电容与电阻的补偿器,使用Mathcad计算的理论环路增益。 图11、Type II加相位提升电容之补偿器增益与相位之波德图 三、设计范例 本章将以实例来说明上述之补偿器设计方法。以第一章提到的功率电路平台参数进行讨论,并使用图3之相关极零点参数,依序说明Type II、Type II加相位提升电容、与Type II加相位提升电容电阻的二种Type III补偿器之设计程序。利用上述之所推导之关系式可算出补偿器之各电路组件参数,将参数代入模拟平台SIMPLIS验证与理论计算作比较,并可观察各补偿器对系统闭回路相位提升之效果。 1. Type II补偿器 设定交越频率为60kHz。通常是选择开关频率的1/5到1/20,此范例开关频率为420kHz,60kHz为1/7的开关频率。 1. 已知降压转换器极点fP1=745Hz、ESR零点fZ1=53.59kHz,采用极零点对消法,设计补偿器零极点与之对消,即fCZ1 = fP1 =745Hz ,fCP1= fZ1=53.59 kHz。 2. 由式(1),可得功率级在交越频率下之增益为 - 14dB。将fCZ1,fCP1代入式(2),可得补偿器在交越频率时,增益下降76.9 dB。因此补偿器之系数A须补偿此二衰减的增益,使闭回路增益在交越频率下为0dB。因此A=91.073dB,或还原其倍数,即为35800。 3. 因设计考虑及通用性,可选择RF1 = 10kΩ。已知系统参数VO=1.8V,转换器参数VREF=0.6V,由其电路关系VO/VREF=(RF1+RF2)/RF2,可得RF2=5kΩ。 4. 已知Gm为1.3mA/V,A=35800,将RF1,RF2代入式(6),可得CC1+ CC2=12nF。 5. 将fCZ1=745Hz,fCP1=53.59kHz及CC1+ CC2=12nF代入式(4)、(5),可得CC2=168pF,CC1=11.934nF。 6. 将CC1=11.934nF及fCZ1=745Hz代入式(4),可RC1=17.9kΩ。 上述设计程序已求得所有Type II补偿器的电路参数,将其代入Mathcad作计算并用SIMPLIS作模拟,其结果如图12,13,相位裕度为66°。 图12、使用Type II 补偿器之闭回路增益曲线波德图 图13、使用Type II 补偿器之闭回路相位曲线波德图 2. Type II补偿器考虑组件老化 在实际应用上,相位裕度为66°已有不错的稳定度,但电路组件在高温或是长时间工作之下,内部化学反应以及漏电流导致介质电压降低,可能出现老化的情况而造成参数误差变化,如输出电容的容值变小与等效电阻变大等,闭回路的特性因此改变,以下范例讨论上述的状况。 输出电容值(CO)330μF 衰减至 160μF。等效电阻(ESR)9mΩ 增加至 12 mΩ。当以上参数改变,根据式(2)、式(4)可知功率级的fP1与fZ1会跟着变化,fP1变更为1.53kHz,fZ1变更为82.89kHz,功率级的极零点会往后偏移,若使用相同的Type II补偿器,因为fZ1零点位置延后,可预见交越频率会提高,相位裕度也会因为接近双极点而衰减。 电容老化的范例,使用同样的Type II补偿器,闭回路补偿结果改变,其模拟与计算结果如图14、15,交越频率为90kHz,相位裕度降为41°,相位大幅减少,在组件老化时,原本良好的系统稳定性会受到影响。 图14、使用Type II 补偿器之闭回路增益曲线波德图(输出电容老化) 图15、使用Type II 补偿器之闭回路相位曲线波德图 (输出电容老化) 3. Type III补偿器 – Type II加相位提升电容 使用Type II增加相位电容进行设计,目标提高闭回路的相位裕度,先决定新的补偿器零点频率fCZ2=20 kHz,因二者之相依关系,可得极点频率fCP2=60 kHz。依照前述设计流程,得出相关参数: RF1 = 10kΩ,RF2=5kΩ,CC1=26.7nF,CC2=376pF,RC1=8kΩ,CF1=795pF 将上述求得所有Type II补偿器及相位提升电容的电路参数(以上设计程序虽只示范一组,但可自行调试),将其代入Mathcad作计算并用SIMPLIS作模拟,其结果如图16,17,相位裕度大为改善,从66°提升到92°,但是新增的补偿器极零点仍为相依关系,无法决定个别位置。 图16、闭回路增益曲线波德图 图17、闭回路相位曲线波德图 4. Type III补偿器 – Type II加相位提升电容 考虑组件老化 考虑相同的组件老化条件,使用Type II补偿器加相位提升电容,进行闭回路补偿,其模拟与计算结果如图18、19,交越频率为90kHz,相位裕度为64°,可以看出,在组件老化等极端条件下,使用相位提升电容的补偿器结果,相位裕度仍能维持在64°,因应外在不确定因素的影响,保持好的系统稳定性 。 图18、使用Type III 补偿器之闭回路增益曲线波德图(输出电容老化) 图19、使用Type III 补偿器之闭回路相位曲线波德图(输出电容老化) 5. Type III补偿器 – Type II加相位提升电容与电阻 讨论Type II加相位提升电容与电阻的设计自由度。此范例功率级参数改变,工作条件为输入电压VIN 12V、输出电压变更为常用的VO 3.3V。 首先以Type II加相位提升电容进行设计,因为输出电压改变,且极零点与电压VO及参考电压VREF比值一致,所以补偿器fCZ2与fCP2的倍率为5.5倍。设计fCZ2=20kHz,会自动决定fCP2=110kHz。 相关设计参数如下: RF1=10kΩ,RF2=2.22kΩ,CF1=795pF,CC2=263pF,CC1=44.642nF,RC1=11.3kΩ。 模拟与计算结果如图20,21,交越频率仍为60kHz,因为新增零点与极点距离为5.5倍,fCP2频率更往后,导致相位较晚衰减,所以闭回路相位提升到112°,但过大的相位,也可能会造成系统的震荡,此时希望降低极点fCP2频率到最佳的工作点,但在此范例中,因使用"Type II加相位提升电容的补偿器",其极零点有相依性的缘故,将无法做任何设计变动,设计自由受限。为了改善此问题,可以增加电阻,提高设计自由度。以下进行Type II加相位提升电容与电阻的设计。 图20、闭回路增益曲线波德图 图21、闭回路相位曲线波德图 增加相位电容电阻进行设计,目标缩短新增极零点的距离,先决定新的补偿器零点频率fCZ2=20 kHz,以及极点频率fCP2=40 kHz。依照前述设计流程,可得出相关参数: RF1=10kΩ,RF2=2.22kΩ,CC1=28.207nF,CC2=166pF,RC1=17.9kΩ,CF1=486pF,RF3=6.36kΩ 新的极点fCP2、零点fCZ2倍率因为电阻RF3的参与,可以从最大固定的5.5倍调整到2倍,其结果如图22,23,交越频率仍为60kHz,相位也依照使用者设计需求到达85°的目标。 图22、闭回路增益曲线波德图 图23、闭回路相位曲线波德图 上述之设计范例,维持相同的交越频率,藉由加上相位提升的电容或电阻,可有效地提升相位与自由度。范例的设计参数与效益可参考下表。 Compensator Type Type II Type III Type III Extra components N/A Add CF1 Add CF1,RF3 fCZ1(Hz) 745 745 745 fCP1(Hz) 53.59 k 53.59 k 53.59 k fCZ2(Hz) N/A 20k 20 k fCP2(Hz) N/A 60 k 40 k (CC1+ CC2) 12n 27.08n 28.374n RF1(kΩ) 10 10 10 RF2(kΩ) 5 5 2.22 CC2(pF) 168 376 166 CC1(nF) 11.943 26.7 28.207 RC1(kΩ) 17.9 8 17.9 CF1(pF) N/A 795 486 RF3(Ω) N/A N/A 6360 fC(Hz) 60k 60k 60k Phase Margin 66° 92° 85° 四、结论 为了改善Type II补偿器特性,获得更好的相位提升,进而加强系统的稳定性,本文基于OTA Type II补偿器架构,延伸出Type II 加相位提升电容以及Type II 加相位提升电容/电阻的Type III补偿器;依序先分析工作特性与补偿器理论,接着说明相位提升器的原理,并完整清楚的介绍组件参数设计概念;最后,用降压型转换器范例说明补偿器的设计并加以验证,若参考此设计方针进行补偿器设计,有助于提升转换器系统的稳定度。 五、参考文献 Raymond Ridley, “A New Small-signal Model for Current-Mode Control”, Ph.D. Dissertation, Electrical Engineering Department, Virginia Polytechnic Institute and State University, 1991. Jian Li, “Current-Mode Control: Modeling and its Digital application”, Ph.D. Dissertation, Electrical Engineering Department, Virginia Polytechnic Institute and State University, 2009. 王信雄博士, ”开关转换器 控制理论与设计实务” 来源:立锜科技电子报
  • 热度 4
    2020-7-16 15:26
    882 次阅读|
    0 个评论
    摘要 电源IC的失效常常是其输入端受到电气过应力(EOS)的结果。本文对电源IC输入端ESD保护单元的结构进行了解释,说明了它们在受到EOS攻击时是如何受损的。造成EOS攻击事件的原因常常是热插入和导线或路径电感与低ESR陶瓷电容结合在一起形成的瞬态效应。在系统设计中采用一些特别的设计可以避免EOS的发生,防范它们可能带来的危害。 1. 概述 在产品研发和生产过程中总是会出现一些IC损坏的现象,要想找出这些IC损坏的根本原因并不总是很容易。有些偶发性的损坏很难被重现,这时的难度就会更大。有些时候IC的失效表现简直就是灾难性的,可能被烧得一塌糊涂,对这样的状况进行分析就像要在完全烧成断垣残壁的房子里找出火灾的原因一样,几乎就是不可能的事情。 立锜科技在长时间的工作中对大量用户的失效样品进行了分析。通过对损坏的区域进行仔细的探查,有时候是可以对损坏元件进行准确定位的,这对寻找类似失效的原因会有很大帮助。 在很多情况下,器件失效的原因都是输入电压太高了。 本文的后续章节将对Buck转换器输入端的结构进行介绍,给出过高的输入电压造成器件损坏的机制,通过不同的应用案例说明过高的输入电压是如何发生的,还将提供相应的问题解决方案。 2. Buck转换器输入端的结构 图1显示了一个Buck转换器IC内部的基本构成,其中包含了几个静电释放(ESD)防护单元。 图 1 电源输入端VIN被一个很大的ESD单元保护着,其保护范围包括内部稳压器和MOSFET,因而可以承受很高的静电电压。SW端子内部通常没有ESD单元,因为大型MOSFET本身就可以像ESD保护单元一样动作,静电电流可经其体二极管流向GND或VIN端,也可利用它们的击穿特性实现保护。BOOT端有一个ESD单元处于它和SW之间,其它小信号端子也各有一个小型的ESD单元,它们通常都和输入串联电阻一起保护这些小信号端子免受静电放电的危害。 在立锜的电源IC中,用于保护IC端子的ESD元件的动作电压介于器件的击穿电压和绝对最高工作电压之间,这样可避免它们在正常工作期间被触发,参见图2。 图 2 ESD单元在设计上的特性将决定其ESD击穿电压、最大冲击承受能力和其折返特性。 3. ESD和EOS的差异 当超过ESD单元钳位电压的过电压出现在IC端子上时,IC会不会损坏就取决于ESD元件被击穿期间通过它的能量的多少。 ESD(Electro Static Discharge, 静电释放)和EOS(Electrical Over Stress, 电气过应力)都是与电压过应力有关的概念,但它们之间的差异也很明确: 500V),持续时间相对较短(< 1µs) EOS的电压相对较低( 1µs) 立锜科技的IC的ESD保护单元都是按照一定的标准进行设计的,这使得它们能够承受一定的ESD脉冲能量,这些标准是关于人体模型(HBM)的JESD22-A114(其电压值为2kV)和充电器件模型(CDM)的JESD22-C101E(其电压值为2kV)。人体模型的ESD放电过程含有极为陡峭的上升沿和大约300ns的指数式下降过程,充电器件模型的ESD放电过程呈现为极短时间的振荡脉冲,振荡周期约为4ns。比较而言,人体模型的ESD放电具有最高的能量等级。 静电放电总是在极短的时间内完成的,图3显示了JEDEC定义的人体模型ESD测试方法,其中的100pF电容首先被充电到一定的水平,然后通过一只1500Ω电阻将电能释放到受试器件上。 图 3 由于多数受测元件的ESD保护单元的击穿电压都比测试电压低很多,ESD测试的峰值电流基本上都是由测试电压和1500Ω电阻决定的。在此波形样板中,测试电压为2kV,由此带来的峰值电流为2kV/1.5k = 1.3A。RC时间常数约为150ns,因此波形下降得很快,整个过程在1µs以内。 对于2kV的ESD测试来说,释放出来的电荷大约为0.2µC,这个数据可以被用于计算到底有多少能量在ESD期间进入ESD保护单元。例如,当ESD保护单元的击穿电压为27V时,2kV的人体模型ESD放电脉冲在其中释放的能量大约为0.2µC*27V = 5.4µJ。如果是进行4kV的ESD放电测试,这个值就会翻倍到大约10.8µJ。 当持续时间更长的EOS事件发生时,冲击ESD保护单元的能量就会更多,常常超出ESD保护单元的最大冲击能量承受能力,这样就会在ESD保护单元中积累太多的热量,最终导致严重的毁灭性结果。通常情况下,芯片中支撑ESD保护单元的其他部分也会连带着一起受损。 4. 由于输入电压太高造成IC失效的案例 为了展示实际IC输入端的应力限制,我们来探讨一下RT7285CGE,这是一款18V耐压的ACOT架构Buck转换器,额定负载能力为1.5A,采用SOT-23-6封装,它的规格书列出了下述的推荐工作条件和绝对最大额定值数据: 输入端ESD保护单元的击穿电压应该高于上述的绝对最大额定值数据20V。为了测定实际的数据,我们可以使用I/V曲线测试仪,它应该和IC的VIN和GND连接起来。当我们这样做的时候,IC的使能端应当和GND连接以使IC保持在关机状态。将曲线测试仪的纵轴设定为100µA/div,同时设定其功率限制为0.5W。让水平轴的电压缓慢增加,最后会看到波形在电压大约为25.5V的地方突然上升,这意味着RT7285C VIN端的ESD保护单元的击穿电压为这个值。由于曲线测试仪的功率是受到限制的,流过ESD保护单元的电流不会太大(< 1mA),这样的测试不容易对IC造成损害。参见图4。 图 4 由于ESD保护单元的击穿特性是很陡峭的限幅状态,超过其限幅水平的任何输入电压很容易就会导致大电流的出现,并且会在ESD单元中产生巨大的功耗,这将快速导致毁灭性的效果。假如我们在测试中加大曲线测试仪的电流设定和功率限制值,很容易就可以将ESD单元毁掉,我们在此时将看到击穿特性的突然坍塌,此后,该器件将在VIN-GND之间表现为低阻特性。 (在连续模式设定中,曲线测试仪的脉冲周期很长,大约为4ms,这将在大电流测试中快速导致高能量状态。) 通过像图5那样将脉冲电流施加给受试器件,我们有可能将ESD保护单元的失效点更精确地测量出来。测量中所用的电源电压需要高于ESD保护单元的击穿电压,电流脉冲的宽度和电流的幅度可以通过精确的调节以寻找到ESD保护单元在不同电流水平和不同脉冲持续时间下的不同的失效点。 图 5 图6给出示在25°C环境温度下对RT7285C用电流脉冲进行击穿测试的波形。 电流= 197mA, Δt = 7µs 没有失效 电流= 268mA, Δt = 6.2µs 在脉冲结尾处失效 放大显示的失效点,VESD降低到约3V 电流= 136mA, Δt = 14µs 没有失效 电流= 175mA, Δt = 11.1µs 在脉冲结尾处失效 放大显示的失效点,VESD降低到约3V 图 6 从失效发生的测试波形中,ESD单元能够承受的最大冲击能量可以被计算出来:当用6µs的268mA脉冲(7.6W峰值功率)时,造成器件失效的冲击能量为47µJ;当用11µs的175mA脉冲(4.9W峰值功率)时,造成器件失效的冲击能量大约是55µJ。造成器件失效的冲击能量与器件的温度是高度相关的,温度越高,能够造成失效的冲击能量也越少。无论如何,在这种EOS测试中造成器件失效的能量总是明显高于普通的人体模型ESD测试中的能量。 图7显示的是将上述测试中失效了的器件打开以后看到的景象,ESD单元显示出烧毁了的痕迹,ESD单元与地线之间的连接路径上也出现了烧痕。另外,与ESD单元临近的上桥MOSFET区域也显示出一些受损的痕迹。所有的迹象都在表明ESD单元区域受到了严重的热损伤。 图 7 需要注意的是,上面的这些输入电压过应力都是在IC处于不工作的模式下加上去的,此过程中只有ESD单元处于活动状态,最大电流也受到了限制。因此,硅芯片所受到的损伤也是相对不算大的。 5. 电源热插入导致的输入端过应力 一种造成电源IC输入端受到EOS冲击的常见原因是电源的热插入事件,这种事件发生在处于开机状态的电源被引入一个系统的时候。这种系统的输入端通常含有低ESR的陶瓷输入电容,它们与电源引线的电感一起发生谐振,可以导致高压振荡信号的出现。图8显示的就是这样的场景,其中的电源是开着的,有两根引线将电源接入应用系统,其中的开关S用于模拟热插入的行为。 图 8 出现在系统输入端的电压振荡信号的幅度与很多因素有关:电源供应器的内阻,引线的电阻和电感量,开关S的电阻,输入电容C1、C2的电容量和它们的ESR的大小。 作为一个例子,我们假设12V电源供应器具有很大的输出电容,电源引线的长度为1.2m并且具有很低的电阻,开关S的阻抗也是很低的,C1、C2是10µF/25V X5R 1206的MLCC。 电源引线的总电感大约为1.5µH,包括连接器在内其电阻约为10mΩ。两只电容在12V直流偏置下的实际总容量约为9µF,而且它们各自的ESR约为5mΩ。 图9显示了热插入事件发生在这样的输入电路时的振荡过程的模拟结果。 图 9 从模拟结果可以看到,这样的热插入过程导致的输入电流高达大约30A,由引线电感和输入电容导致的电压振荡波形的峰值几乎可以达到直流输入电压的2倍。 图10显示的是对同样的电路进行热插入测试的情形,其中的开关S被换成了MOSFET,该MOSFET是用脉冲发生器驱动的,目的是让热插入的动作变成是稳定的,同时也是可以重复的。 图 10 测试的结果显示在图11的左侧: 图 11 从中可以看到,实际的热插入事件导致了比理论上更高的振荡电压峰值,这是由于MLCC输入电容在直流偏置电压下的电容量的非线性变化导致的,它的这种特性在图中的右侧显示出来。当电容上的电压升高时,它的电容量会下降,对其充电的电流进入更小的电容后就会得到更高的电压。在此案例中,12V电源的热插入事件能导致大约30V的最高电压峰值。 现在将同样的热插入方法应用到由RT7285CGE构成的12V转5V的标准应用电路上,再来测试此期间的IC输入电压和输入电流,看看会有怎样的表现。 通过缓慢增加直流电源的电压,我们就能看到不同的输入电压峰值下导致的不同的IC输入电流。在IC的工作模式下,IC在启动过程中会有一个电流峰值出现,这是由IC的自举电路开始工作造成的,我们在这里应该将其忽略掉。在电源电压出现尖峰期间进入IC的电流峰值出现在IC的ESD单元被击穿的时候。 VSUPPLY = 11.6V, VIN peak = 27.2V VSUPPLY = 11.9V, VIN peak = 28.4V VSUPPLY = 12.1V, VIN peak = 29.4V ESD 单元击穿电流:100mA ESD 单元击穿电流:532mA ESD单元失效:电流失去控制,出现异常的开关动作 电流尖峰的持续时间大约为1.8µs,在失效前通过ESD单元的能量大约为0.6A*1.8µs*29V = 31µJ,比2kV人体模式ESD脉冲带来的能量多5倍以上。 如上例,IC处于工作状态下经受这种输入电压过应力时对ESD单元带来的损伤将会大很多,这是因为没有限制的输入电流将导致更高的电流水平,而由此导致的功率级的功能错误也会带来更严重的损害,通常会导致电源贯通并将MOSFET部分完全烧毁,图12所示的就是经历这种过应力损毁的器件在开盖以后所看到的景象。 图 12 6. 不同类型ESD单元的击穿特性 根据不同的IC制程和设计,ESD单元的类型也是不同的,它们各自具有独特的个性。 PNP型ESD单元可将击穿电压点钳制在相对固定的电压上,其表现与齐纳二极管相当。这种类型的ESD单元常用于DC-DC转换器的输入端保护,其表现参见图13。 25V PNP ESD 单元在曲线测试仪上的表现 PNP ESD 单元的脉冲特性 PNP ESD 单元的脉冲特性的细节 图 13 SCR(单向可控硅整流器)型的ESD单元在击穿后会被钳制在很低的电压上,表现出很猛的折返特性,其表现见图14。 40V SCR ESD 单元在曲线测试仪上的表现 SCR ESD 单元的脉冲特性 SCR ESD 单元的脉冲特性的细节 图 14 NPN型的ESD单元在击穿以后也表现出折返特性,但其保持电压与SCR型ESD单元的保持电压相比要高很多,参见图15。 48V NPN ESD 单元在曲线测试仪上的表现 NPN ESD 单元的脉冲特性 NPN ESD 单元的脉冲特性的细节 图 15 ESD放电过程是一个电流受限的短时过程,因而SCR和NPN类型的ESD单元对高压敏感电路的ESD保护是很有效的,因为它们都具有很低的保持电压。但当这些类型的ESD单元在有直流电源加载的场合被触发时,它们所具有的低维持电压如果低于外加的直流电压就会导致高输入电流,从而立即造成灾难性的损毁。下面的例子可供参考: RT8470是一款老旧的Buck架构LED驱动器,它的输入端ESD单元就是SCR类型的。当其ESD单元被出现在输入端的短脉冲触发时,其中的SCR就会被锁定住,看起来就是其输入端和地之间被短路了。图16对此进行了示范。 使用ESD枪(可用气体点火器改制)将短时电脉冲加入处于工作状态的电源输入端 放电过程在输入端生成了短时电压尖峰(大约5ns),此电压尖峰还不足以触发ESD单元动作 当SCR型ESD单元被触发时,它被锁定在低压状态,对电源供应器来说就相当于短路,大电流由此生成,IC被摧毁 图 16 7. 消除热插入期间电压尖峰的措施 第5章 已经解释过热插入期间电压尖峰发生的原因,图17将与输入电路有关的参数表达了出来:电源供应器的内阻Ri,电源传输线的电感Lwire和电阻Rwire,具有低ESR的输入电容。 图 17 有多种方法可以降低热插入期间的电压振铃信号的幅度: 方法1: 大多数电源供应器是使用了很大的输出电容的开关模式电源适配器,这种电路的输出阻抗很低,遇到热插入事件时可以快速生成大电流。如图18那样增加一个共模电感和一只ESR比较高的小型电解电容,适配器的输出阻抗就会增加,谐振过程会受到抑制。 图 18 方法2: 使用较小线径的适配器电缆来增加电缆的阻抗。为了达成好的谐振抑制效果,电缆的阻抗应该大于0.3Ω,其坏处是电缆上的压降会增加。 方法3: 增加电缆两条线间的耦合程度。两线间更好的耦合可以形成相反的磁场,这对谐振的抑制有帮助。图19显示了对75cm长、规格为18AWG的同轴电缆的模拟,根据漏感测试的结果,两线间的耦合度大概为0.8。 图 19 通过使用不同类型的电缆进行测量,可以确认耦合良好的线对谐振过程会有更好的抑制效果,相应的热插入过程所导致的电压尖峰也更低。参见图20。 75cm/12AWG/ø 2.05mm实验室电缆,耦合度 < 0.1, Rwire = 0.008Ω 75cm/18AWG/ø 1.02mm双芯电缆,耦合度 ≈ 0.3, Rwire = 0.035Ω 75cm/18AWG/ø 1.02mm同轴电缆,耦合度 ≈ 0.8, Rwire = 0.035Ω F谐振 = 37kHz, V尖峰 = 30.2V F谐振 = 51kHz, V尖峰 = 25.2V F谐振 = 91kHz, V尖峰 = 20.4V 图 20 方法4: 由LC电路形成的谐振可以通过给输入电容并联一个RC电路进行抑制,RC电路的参数可用下述方法进行计算: RS的计算公式: 。其中LP是电缆的电感量,CIN是系统的输入电容,ξ是希望的抑制系数。 在前述的热插入案例中,LP大约是1.5µH,CIN在12V时为9µF。当我们选择良好的抑制效果(ξ = 1)时,RS = 0.2Ω。 抑制电容CS的值必须足够大以避免它在热插入造成的电流脉冲出现期间被过度充电,其电压增量VC = IC * 1/ωC,其中的ω是LP 和 CIN的谐振频率(测量数据大约是40kHz)。由于电流脉冲的幅度是35A,要想使充电造成的电压增量小于2V,我们需要电容的值大于70µF。 在加入100µF和0.2Ω的RC电路后,针对上述的热插入案例再次进行仿真模拟,我们可以看到谐振被完全抑制住了,电压的过冲低于2V,参见图21所示。 图 21 在实践中,RC抑制电路可以很容易地通过使用一只100µF/25V的电解电容实现,它需要和陶瓷输入电容并联在一起。之所以这么简单,是因为大多数100µF的电解电容在100kHz频率下有大约0.2Ω的ESR。 在图22中的右侧电路就在输入端加入了100µF/25V电解电容,热插入试验表明其输入端的过冲会被完全抑制掉,不会有损毁风险再出现在IC上。 图 22 8. 其他造成电源IC输入端EOS的原因 除了热插入造成的冲击以外,还有其他一些状况可能造成电源IC输入端受到EOS的攻击: a. USB输出端短路测试造成USB开关输入端损毁 图23显示的是一个典型的USB开关的应用电路图,有一个1µF的去耦电容放在靠近IC输入端的地方,电容前面有大约10cm的铜箔路径将它和5V主电源连接起来。 图23 USB端口都需要进行短路测试,这个测试通过一个开关来模拟,IC需要在侦测到短路以后快速将其MOSFET开关关断。从图23中的实例可以看到,MOSFET开关关断的动作是有延时的,因而会有一个短时大电流流过IC之后关断才会发生。由于输入线有电感存在,此电感和输入端去耦电容C2会一起发生谐振,因而可在示波器上看见输入端出现了高压脉冲,这很可能超过IC的最高耐压能力并将其损毁。 为了解决这样的可靠性隐患,用于热插入风险防范的类似措施可以被纳入考虑范围,因此我们要在电路中加入类似电解电容的RC抑制电路。抑制电路的参数计算方法是类似的,我们可以利用开关关断过程的dI/dt计算电容的值。实际上,一个47µF的电解电容就可以将电压峰值控制在大约6V上,见图24所示。 图24 立锜科技全新的USB功率开关系列产品如RT9742已经考虑到上述的短路问题,大大缩短了对短路状态的检测时间,可以避免在短路测试时出现大电流。如图25所示,虽然输入电容仍然只有1µF,但IC输入端在测试时仍然处于安全区间内。 图25 b. Buck转换器的反向偏置问题 工作在强制PWM模式下的Buck转换器如RT7285C在经由输出端反向偏置时会表现出Boost转换器的行为。 假如转换器的输出端由高于预设输出电压的外部电源供电时,IC内部的下桥MOSFET会从输出端吸入电流,再与上桥MOSFET一起形成一个Boost转换器。如图26所示,该电路的输出端就由一个缓慢上升的5V电源供电,它的输入端电压将上升并最终将其ESD单元击穿。 图26 像这种电源反向偏置的情况并不经常发生,但在存在电池的系统中就很容易出现。又假如在某些设计中使用了动态电压调节技术(通过反馈网络对输出电压进行调节),如果输出电容很大,又恰好遇到了输出电压的设定突然变低,Boost的动作就会发生了。 c. 反馈网络阻抗高的两段式方案 两段式降压方案通常含有一级高压元件将电压降低到低于5V的电压,这样就可以用最高额定工作电压为5.5V的器件作为第二级来使用,它可能会再为系统提供一个更低的电压轨。 在图27中,第一级采用17V的电流模式Buck转换器RT8297B将12V的电压转换为3.3V,低压差线性稳压器RT9193-25再从3.3V转出2.5V。 图27 RT8297B是采用内部补偿的Buck转换器,反馈电阻R1的值对误差放大器的增益会有影响,它必须被适当选择以得到合适的交叉频率。在此例中,输出电容是一只22µF的电容,这样就需要很高的R1值来维持稳定的工作,而高阻值的R1就导致了高阻抗的反馈网络。在通常情况下,这算不上一个问题,除非你拿手去触碰反馈网络,或者是遇到PCB存在漏电的状况(到地的),这时候的FB端就会受到干扰,导致输出电压的提高,严重的情况下就会导致线性稳压器的损坏。 有些电路设计者会故意用手去触碰以完成自己的测试,他们通过用手指触碰PCB上的不同位置来看会不会有电压抖动的现象,从而发现走线或是高阻的敏感位置。 ACOT®; 架构的Buck转换器或使用GM型误差放大器的电流模式转换器对反馈网络的阻抗就不太敏感,可以在这样的应用中予以采用。 9. 用自制工具生成EOS 下面介绍一些可以自制的过应力测试工具,用它们可以分别生成脉动的电流、电场和磁场。 a. ESD发生器(图28) 这款工具是用压电式的气体点火器改制的,这种工具不需要使用电池。 图28 此工具可以像ESD枪一样生成高压脉冲,小心别把自己打着了。 下图是制作的流程: 图29 制作这个工具需要将压电式气体点火器拆开来进行。首先将金属外壳取下来,把高压线拨到外面,用铜箔把手柄盖住,将压电陶瓷的地与铜箔以及地线连接起来。再次装上金属外壳,确保它和铜箔之间连接良好。你还可以在外壳上增加一条地线以降低它和测试对象连接时的阻抗。参见图29。 做试验的时候不要直接对IC进行攻击,你可以在不同的接地点之间或是电源的正极和地之间进行攻击,也可以在电源线上串联电阻以后再行攻击以得到更多不同的量化效果。 b. 脉冲电场发生器,见图30。 图30 这个工具可直接从ESD发生器转变而来。将一块铜箔和高压节点连接起来,再在高压节点和地之间增加一个火花隙即可形成,参见图31。 图31 你可以用这个工具检查你的系统在快速变化的电场下的鲁棒性,很多高阻抗的电路会受到它的影响。 c. 脉冲磁场发生器,参见图32。 图32 这个工具是通过将电流脉冲送入一个线圈使之生成快速变化的磁场来形成的。 你还是可以使用压电式点火器来制作此工具,但你这时候需要使用一个能够固定线圈的装置。在压电式点火器的顶端安装一个小型同轴连接器是比较方便的,这样会给连接不同的线圈带来方便。 一块小型的双面PCB可以用作安装连接器的基座,然后再将PCB和金属外壳焊接起来。你还需要增加一块接地的铜箔,它要将气体点火器的手柄、压电元件的地端和金属外壳连接在一起。 高压线的位置需要进行调节,使之形成2~3mm的火花放电间隙。 屏蔽环的制作与用于EMI测试的环形天线的制作方法是一样的,请参考应用笔记 AN045 ,请注意同轴线的内芯线末端要和电缆的屏蔽层焊接在一起。参见图33。 你可以用这个工具对应用中的敏感环路进行检查,像IC的去耦回路就可以用此方法进行检测。你也可以将线圈与铁氧体磁芯耦合在一起将脉冲电流引入电缆中去,这很类似共模电流测量,但这时候的环形线圈变成了发送器。 需要注意的是这个工具可以生成极端糟糕的脉冲干扰,不要在敏感的数字电路附近使用它。 图33 10. 总结 电源IC的损坏经常是由于输入电压过应力造成的,这在电源热插入导致出现过高电压尖峰或由线路电感和低ESR陶瓷电容形成谐振时就会发生。 当电源IC输入端的ESD单元遇到超过其能量承担水平的冲击能量时就会被损坏。造成IC损坏的EOS能量通常要比正常的人体模式(HBM)ESD能量高好几倍。当ESD单元被损坏的时候,作为其承载体的硅晶圆也会受到伤害。在大多数情况下,承载体的损坏会直接导致功率级的不正常运作,引起直通短路、功率级烧毁等问题。 具有折返特性的ESD单元在被触发以后可能保持在低于工作电压的电压上,这会在被触发之后立即导致大电流的出现。 由于热插入事件和电源线上的谐振效应都会将电压尖峰引入IC输入端,因而在电源设计过程中必须对这样的瞬态过程进行检查,确保在任何情况下都不会在IC输入端形成高电压。由于ESD单元的激活电压总是高于器件的绝对最大额定值,应用中能够出现的电压就不能超过IC的绝对最大额定值,以便确保ESD单元在工作过程中不会被激活。 来源:立锜科技电子报
相关资源
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-23 16:51
    大小: 5.7MB
    上传者: box520
    基于DSP的等离子体加工电源控制系统的设计和研究
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-23 16:56
    大小: 2.79MB
    上传者: box520
    基于DSP的电阻点焊电源控制系统的研究
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-23 17:13
    大小: 5.08MB
    上传者: box520
    基于DSP的数字化IGBT逆变点焊电源控制系统的研究
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-23 20:20
    大小: 1.06MB
    上传者: box520
    基于DSP控制的弧焊电源的设计
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-23 20:21
    大小: 2.65MB
    上传者: box520
    基于DSP控制的原油脱水电源的研究
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-23 20:25
    大小: 6.41MB
    上传者: box520
    基于FPGA和DSP的激光器电源控制系统的研究
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-26 19:28
    大小: 209.76KB
    上传者: box520
    基于DSP的数字化CO2焊接电源波形控制实现及仿真
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-26 19:30
    大小: 85.07KB
    上传者: box520
    基于DSP的无线感应电源发射频率控制器的研究
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-27 17:40
    大小: 557.29KB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-27 17:40
    大小: 403.94KB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-27 18:01
    大小: 5.52MB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-26 20:22
    大小: 1.27MB
    上传者: box520
    基于DSP和PID控制的数控电源研究
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-26 20:24
    大小: 144.82KB
    上传者: box520
    基于DSP控制的十二相焊接电源主电路数字化触发.
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-26 22:33
    大小: 110.5KB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-27 16:31
    大小: 310.35KB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-27 16:34
    大小: 591.49KB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-27 00:06
    大小: 30.5KB
    上传者: Argent
    AI产品层出不穷,手里收藏了有关电子通信,毕业设计等资料,方案诸多,可实施性强。单片机的应用开发,外设的综合运用,纵使智能产品设计多么复杂,但其实现的基本功能都离不开MCU的电路设计与驱动编程,无论是使用51单片机还是AVR单片机,其方案的选择因项目需求而定,需要这方面资料的工程师们,看过来吧。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-24 18:02
    大小: 1.01MB
    上传者: Argent
    随着FPGA技术的不断发展,许多消费类产品都嵌入了FPGA程序,ZYNQ架构属于主流,搜集的部分有关FPGA学习资料,希望对您有所帮助,欢迎下载。
  • 所需E币: 0
    时间: 2021-4-24 19:04
    大小: 378.36KB
    上传者: Argent
    随着FPGA技术的不断发展,许多消费类产品都嵌入了FPGA程序,ZYNQ架构属于主流,搜集的部分有关FPGA学习资料,希望对您有所帮助,欢迎下载。
  • 所需E币: 1
    时间: 2021-4-25 17:03
    大小: 2.16MB
    上传者: box520
    基于DSP的精密电阻点焊电源控制系统
广告