标签: 电流检测放大器

简介 电流测量是大多数能量采集设计和一般功率敏感电子应用的基本要求。测量电流的能力在广泛的应用中很重要，但在与能量产生和存储相关的能量收集应用中通常是至关重要的。对于能量产生，电流感测提供了防止诸如过电流之类的故障所需的反馈和控制中的关键因素。对于电池组中的能量存储，测量电池单元电流放电的能力对于确保最大化电池寿命所需的安全充电和放电周期至关重要。 在大多数应用中，电流测量通常依赖于电压的精确测量低侧检测电阻串联接地（图 1a），或与电源串联的高侧检测电阻（图1b）。 图 1：工程师可以在负载的低（a）或高压侧（b）实现电流测量，每种方法都有其优缺点（线性技术提供）。 低端电流测量通常可以采用传统的差分放大器，这为这种类型的测量提供了一种简单有效的方法。另一方面，低侧电流测量存在一些明显的缺点。低负载检测电阻位于负载和地之间，可防止负载直接接地。此外，如果负载意外接地，这种配置可能导致危险的高电流（图 2）。 图 2：低端电流测量可能导致危险 - 如果负载意外接地，则为高电流（由Maxim Integrated提供） 高端测量 高端测量消除了这些问题，允许负载保持与地面的直接连接，同时提供了一种方法检测意外短路引起的高负载电流。高端电流监控在电池供电系统中尤其有用，因为它不会干扰电池充电器的接地路径。但是，高端测量会对设备选择和操作带来额外的要求。对于这种测量配置，采用差分放大器的传统方法效率较低，因为差分放大器的输入电阻存在显着差异，需要确保使用非常匹配的电阻来获得可接受的共模抑制比。 IC制造商已经采用一类专用电流检测放大器（也称为电流分流监控器）来满足对改进的高端电流测量的需求，能够为测量电流提供可靠的解决方案。特别是对于能量收集设计，电流检测放大器通常优于差动放大器。与差动放大器不同，电流检测放大器的设计工作输入电平超过器件自身的电源电压。 INA282等器件可以在-14至+80 V的共模电压下检测分流器的压降。与电源电压无关。同时，电流检测放大器具有极低的失调特性，即使在最低电压电平下也能实现精确测量。对于TI INA282，其低偏移使电流检测能够在分流器上实现最大压降，满量程低至10 mV。 电流检测放大器还具有高共模抑制比，即使在相对处理时也能保持高精度高压和共模噪声。由于电流检测放大器可以在输入端获得更好的匹配，因此共模抑制不再依赖于输入电阻匹配。 与其他方法不同，电流检测放大器不需要电阻网络来衰减高压输入水平。实际上，这些器件可以与小型分流电阻一起使用，所有这些都可以在运行期间实现极低的功耗。 TI的INA282采用+2.7至+18 V单电源供电，最大电源电流为900μA。与低功耗睡眠模式相结合，电流检测放大器通常为功率敏感的能量收集应用提供比早期方法更有效的解决方案。 多种选择 设计人员可以找到各种电流检测放大器，以满足特定的带宽，电流和封装要求。除 TI INA282等电压输出器件外，设计人员还可以找到电流输出器件，如凌力尔特公司的LTC6102，它集成了将输入电压转换为输出电流的电路（图3）。 图 3：除了可用的电压输出电流检测放大器外，凌力尔特公司LTC6102等器件还包括用于产生电流输出的内部电路（由LinearTechnology提供） 适用于要求极低功耗的应用， Maxim Integrated MAX9938和Touchstone Semiconductor TS1102系列具有1μA（典型值）电源电流。两者均具有+ 25°C时的极低输入失调电压，MAX9938提供±100μV（典型值）和±500μV（最大值），而外形尺寸兼容的TS1102具有±30μV（典型值）和±200μV （最大值）。这两款器件均支持低电源电压工作，MAX9938工作电压低至1.6 V，TS1102系列工作电压低至2 V。 对于高速控制环路，设计人员可以找到增益带宽产品的设备百 kHz至超过1 MHz。​I公司的ADM4073提供1.8 MHz的增益带宽积，特别适合用于电池充电器控制环路。同样，Maxim Integrated MAX9611的增益带宽积为2.5 MHz。 数字输出 虽然电流检测放大器通常提供电流或电压输出，但工程师可以找到直接与 MCU接口的器件。MAX9611集成了I²C控制的12位，500采样/s ADC，可用于读取检测电阻，输入共模电压，运算放大器/比较器输出，运算放大器/比较器两端的电压。参考电压和内部芯片温度。 I²C总线兼容1.8和3.3 V逻辑，可轻松连接MCU。 设计人员还可以找到多通道版本的数字输出电流监视器。 Maxim Integrated提供具有I²C串行接口的双通道MAX34408，而TexasInstruments INA3221则是具有I²C接口的三通道器件。两款器件都使用类似的多路复用输入连接到信号链头部的高速ADC，用于监控各种故障，如过流（图4）。 图 4：多通道德州仪器（TI）INA3221等电流检测放大器将每个输入通道复用到片内ADC，通过I²C接口向MCU产生数字输出（由德州仪器公司提供） 结论 电流检测放大器提供这些优势使其成为基于差分放大器的传统设计的高端电流监测的首选解决方案。除了高带宽和共模特性外，这些器件还具有高精度和极低功耗的特点。利用可用的电流检测放大器工程师可以实现针对能量收集应用而优化的高端电流测量电路。

介绍 每个脉宽调制控制器配置基本的控制元件，以便当连接到功率转换器的反馈信号时，有足够的回路增益和带宽可用来根据线路和负载的变化调节电压设定点。这些控制元件包括误差放大器、脉宽调制器、斜坡、 电源开关的电压参考、时钟、锁和驱动器，可能集成也可能不集成在控制器内。这些元件的布置将电压模式或电流模式控制器与 V2设备区分开来。 将转换器的反馈信号与电压参考进行比较，并在电压放大器的输出处产生误差信号。这个误差信号被馈送到一个 PWM的一个输入端，另一个输入端是由一个内部时钟产生的固定振幅的电压斜坡。内部时钟设置锁存器，以启动一个驱动周期。图1显示了一个基本的电压模式控制器。 图 1。V模式控制 当错误信号与斜坡相交时， PWM将重置闩锁并且电源开关被关闭。输出电压的微小变化，对应于输入线或输出负载的变化，会导致相对于斜坡的误差电压的变化。这反过来又导致调制器的占空比D改变，以调节输出电压。图2突出显示了当前模式控制器的元素。 图 2. 模式控制 在该控制实现中，误差信号再次由将反馈信号与其输入处的参考电压进行比较的电压放大器产生误差信号。如在电压模式控制中一样，该信号被馈送到 PWM的一个输入端。然而，在电流模式控制中，第二个输入不是来自一个固定的斜坡，而是来自在电源开关中流动的电流。当电流斜坡的峰值时与错误信号相交时，电源开关循环被终止。因此，当外部电压回路检测到变化时，内环中的编程电流被上调或下调，以纠正偏差。图3说明了一个V2控制器的基本架构。 图 3。V2控制 在这里，反馈信号与参考电压进行比较，以产生输入给 PWM的一个输入的误差信号。然而，在V2中，PWM的第二输入是来自转换器输出的反馈信号。该反馈信号提供直流信息和交流信息（斜坡），以便转换器调节其设定点。内部时钟在每个开关周期中启动一个驱动脉冲。当反馈信号与错误信号相交时，开关周期被终止。 作为 PWM的输入，误差信号和控制斜坡，都来自于转换器的输出电压，控制架构被称为V2。这有点 具有误导性，因为控制斜坡通常是由转换器中存在的当前信息生成的。控制体系结构也同样可以做到这一点支持电压模式控制。提出了一种利用电压前馈技术的应用。 最后，与在 V2中是否采用了电流或电压模式控制技术无关，在图1、图2和图3中讨论的控制元件的排列之间有一个重要的区别需要注意。在V2中，高频信息的处理没有误差放大器。由于误差放大器不是高频路径的一部分，因此可以根据误差放大器的增益和相位特性对变换器的闭环增益和瞬态性能进行优化。当负载转换器的点必须支持基于微处理器的应用程序的100A/微秒的瞬态负载要求时，这一点就变得很重要了。 V2部署在半导体的集成电路组合中的许多控制器中，每个控制器都针对一个特定的应用程序。为了说明这种方法可能实现的高水平集成，下面更详细的讨参考了CS5141x降压调节器，如图4所示。 图 4。巴克转换器与V2控制 来自降压转换器的反馈信号在被路由到 PWM比较器的输入端之前以两种方式中的一种进行处理。快速反馈路径（FFB）在将反馈信号传递到PWM的一个输入端之前，将坡度补偿添加到反馈信号中。对慢反馈路径（SFB）进行比较对直流参考的原始反馈信号。在误差放大器VC的输出处产生的误差信号在被路由到PWM的第二输入端之前，被一个低频极点滤波。 当振荡器设置输出锁存器时，每个开关循环都被启动 (S1开启）。 当 FFB信号（交流加输出直流）超过SFB（错误直流）时，每个开关周期终止(S1关闭），并且输出锁存器被重置。在负载瞬态的情况下，FFB信号相对于滤波后的SFB信号变化得更快，导致占空比调制发生。从转换器中获取的实际示波器波形，显示开关节点vswit，错误信号vc反馈信号垂直走纸格式缓冲器（仅限交流组件）如图5所示。 图 5。 转换器回路增益 与任何 PWM开关控制器一样，在V2控制器中存在3个增益块。（图6）第一个方块包括功率电路和PWM调制器，第二，输出滤波器和第三，通过补偿误差放大器提供负反馈的增益块。 图 6。闭环增益 功率电路和调制器的增益，也称为输出控制，由输入电压的比值定义文到控制斜坡的振幅静脉肾素浓度 .下一个块是无源输出滤波器级，一旦滤波器的交叉频率f，它在斜率−2（40db/十年）处衰减液晶显示器（超过了1/2几√LC）。 误差放大器反馈块周围的补偿如下。误差放大器的输出阻抗很高（ 7 MQ)。因此，一个100 nF的小输出电容器将产生一个低频极，在这种情况下是在20 Hz。 整体的闭环增益可以通过叠加（以 dB的总和）来找到，如图6所示。为了提供一个无条件稳定的环路和行为良好的瞬态响应，在环路的统一增益交叉时，环路周围的相移需要超过45度。由于误差放大器具有固定的增益，其补偿由单个低频极设置，这是通过调整控制斜坡信号的振幅值和相位来实现的。 控制坡道的产生 在最初的 V2设计中，控制斜坡VCR是由转换器的输出纹波产生的。使用电流导出的斜坡提供了与电流模式相同的好处，即输入前馈、单极输出滤波器补偿和输出负载瞬态后的快速反馈。通常，选择的钽或有机聚合物电容器具有足够大的esr组件，相对于其电容性和esl纹波贡献，以确保控制斜坡是感应电感电流，其振幅足以保持环路的稳定性。该技术如图7所示。这是一种非常简单的技术，但与开关调节器的基本要求具有低输出纹波相反。还必须考虑组件随时间和温度变化的变化公差。 图 7。从输出中生成的控制斜坡 电容器利用这种技术，由于寄生的 esr和esl纹波贡献为零，因此可以很容易地获得低于10 mV的输出开关纹波。在这种情况下，控制斜坡会在电路的其他地方生成。 在 V2中使用的控制斜坡可以通过许多仅受设计师个人创造力限制的方式得到。例如，一种方法是使用电感DCR感应技术，在输出电感上添加一个RC集成网络，并将“电感感应电流”斜坡耦合到反馈路径中。 另一种方法是从输入开关节点产生一个电压斜坡，以添加到直流反馈信号中。通过这种方式，创建了一个具有固有前馈的电压模式控制器。 使用 DCR传感器的斜坡萌发 该技术被描述为参考了一个 12 V到3.3 V的降压转换器的设计，使用MLCC电容器作为输出滤波器。转换器 的电路如图 8所示。这里的重点是控制电路，而不是功率开关、自由轮二极管或电感器中定义转换器效率的损耗项。 图 8。由DCR感应器传感器产生的控制坡道 使用电压前馈方式产生斜坡 图 9说明了该技术。电阻Rf和电容器Cf从交换节点到地形成一个滤波器网络。假设这个RfCf时间常数与3.86山S的开关周期相比较大，该网络以与LC输出滤波器相同的方式集成开关节点电压。因此，Cf上出现的直流电压为3v，Cf上的电压斜坡由下式给出。.3Vc = {(Vin/Rf) x DTs} / Cf = {DTs/CfRf} x Vin这个电压斜坡被耦合到转换器的反馈信号中，以提供电压模式控制。 值得注意的是，他的循环本身并不足以提供一个稳定的循环。有必要以零的形式增加额外的补偿，以补偿来自 LC输出阶段的−2斜率。这是通过添加图9中的电容器Cz来实现的。控制斜坡和120 mV瞬态响应如图13和图14所示。这里需要注意的是，虽然回路是稳定的，但瞬态波形略微超过其设定点，这表明增益和相位裕度可以提高。 图 9。从前馈电压开始的控制坡道 结论 本文讨论了电压模式、电流模式和 V2、PWM控制器的基本条件。在V2中，控制斜坡可以从转换器内可用的电流或电压信息中创建。在降压转换器的情况下，采用MLCC的输出，给出了每种控制技术的一个例子。分析并提供了实验数据。瞬态数据证实，使用V2控制技术可以很容易地实现超过10 kHz的环路增益。其他的设计信息，包括Bode图，可以通过参考与每个V2产品相关联的演示板来获得。