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　　 引言 　　随着电力电子技术的发展。绿色、高效、智能、稳定的电源系统已成为当代电源系统发展的主流和趋势。开关电源是一种新型电源变换器。它利用变化电场产生变化的磁场，而变化的磁场又产生变化的电场，从而起到变压作用。根据电磁辐射原理，电磁辐射的能量与频率f有关，频率越高，能量越大。因此，如将变压器开关频率提高，则在相同功率下，变压器体积变小，电源效率增高；而在开关电源体积减小、效率增高的同时，又要保证电源系统输出的稳定性和安全性，这就要求在开关电源输出上必须加上保护措施，以防止过压和过流，从而保护后继用电器。 　　开关电源的设计通常包括电路设计和磁路设计两部分，电路的设计包括输入电路、PWM控制电路、输出电路和过压过流保护等；磁路的设计主要包括高频隔离变压器等。本文以MC3423为输出过压保护电路，给出了一种反激式开关电源的设计方法。 　　 1 电路设计 　　1．1 输入电路设计 　　若输入电压一般为AC180 V～260 V。一次整流滤波后的空载峰值电压为直流253～368 V，交流电流频率为50 Hz，每个线路同期的能量Ein为： 　　其中，Pout为输出功率；η为电源转换效率；f为交流电频率；这样，根据能量的基本关系，每个周期电网为电源提供的能量为： 　　式中，Vpk是输入最低交流电压经整流后的直流峰值电压Vin min是最低工作直流电压值。这样，有： 　　若Cin取标称值100 μF，耐压400 V。那么，该滤波电容将减小一次整流滤波后的输出纹波电压。图1所示是一个电源输入电路图。 　　 1．2 PWM控制电路设计 　　UC3842型PWM控制器是一款保护功能比较完善的集成电路，它采用DIP8封装。具有输入过压保护、输入欠压保护、输出过流保护等功能。而且过流保护是用逐个脉冲限流保护方式与过流关闭保护方式共用，通过不同阀值比较器实现保护功能，当出现过载时，这些比较器将短路PWM输出脉冲，同时打开慢启动晶体管，并慢启动电容放电，从而保证故障消除后系统能够正确的重新启动，UC3842的PWM产生电路如图2所示。 　　 1．3 输出过压保护电路设计 　　MC3423是实现OVP检测的专用芯片。MC3423一般和晶闸管(SCR)配合使用来构成过压保护电路(OVP)。OVP用于保护监视电路，以避免其由于过压或稳压器故障而造成损坏。当系统发生过压时，过压检测器将触发SCR导通而短路系统电源，迫使电源进入限流状态或通过烧断保险丝来断开系统供电。保护电压阈值可通过外接分压电阻来决定。为了避免被监视电压由于噪声而导致OVP误动。引起保护动作的最小持续时间可通过外接电容来调整。过压保护电路的作用是在输出电压超过设计值时，把输出电压限定在安全范围内。MC3423主要由两个比较器、一个内部基准电压发生器、一个恒流源电路和驱动三极管组成，MC3423的内部结构和引脚排列如图3所示。其引脚功能如下： 　　Vec：芯片供电端，电压为4．5～40 V； 　　Sense 1：第一个比较器反相输入端，可通过分压电阻接被监视电压，引脚正常输出电压为2．3～2．8 V： 　　Sense 2：第二个比较器同相输入端，与电流源输出脚(脚4)相连，引脚正常输出电压为2．3～2．8V； 　　Current Source：电流源输出，引脚正常输出电流为0．1～0．3 mA； 　　Remode Activation：远程作用输入，第二个比较器强制作用脚，引脚电压应大于14V； 　　Indicator Output：过压指示，三极管集电极开路输出脚，使用时外接上拉电阻； 　　VEE：接地端； 　　Drive Output：过压输出驱动引脚；当检测到过压后，第8脚触发外接SCR导通，该引脚采用射随输出。 　　当输入超过MC3424的感应电压后，器件的过压保护输出引脚(8脚)将立即输出一个电压以触发SCR导通，以使大电流通过SCR，从而保护用电系统，基于MC3423的OVP电路有两种接法： 　　其一是当输出感应检测电压接Sense 1(2脚)时，3脚和4脚须短路，如检测到输出过压，8脚输出电压将触发SCR导通； 　　其二是当输出感应检测电压接Sense 2(3脚)时，3脚和4脚须断路，此时如检测到输出过压，8脚输出电压将触发SCR导通。 　　MC3423的OVP应用电路如图4所示。 　　该过压保护电路的输入可通过R1和R2分压后由Sense 1引脚输入，R2应小于10 kΩ，R2过大会引起电路漂移，R2通常可取2.7 kΩ；这样，根据阀值电压： ，即可得出R1。图4中的Rg为SCR触发限流电阻(取RG=470 Ω)。可控硅采用2N6400，它的正向导通电流为16 A，浪涌电流为160 A，采用TO-220封装。 　　许多情况下，MC3423都用于噪声复杂的环境，为防止假过压保护而影响负载的正常运行，可利用MC3423具有的可编程延迟功能，来在MC-3423的3脚和4脚接陶瓷电容到地，并通过电容充放电来检测是否由噪声引起的过压保护。如果电容未放电完，过压状态已消失，即认定是由于噪声引起的过压，此时电路不产生动作。 　　 2 磁路设计 　　高频电源变压器一般有功率传送、电压变换和绝缘隔离三个功能。功率传送有两种方式：第一种是变压器功率传送方式，即加在原边绕组的电压在磁芯中产生磁通变化，使副边绕组产生感应电压，从而使功率从原边传送到副边；第二种是电感器功率传送方式，也就是在原边绕组输入电能使磁芯激磁并转变为磁能储存起来，然后通过去磁使副边绕组感应电压，并变成电能释放给负载。高频变压器通过原边绕组和副边绕组匝数的不同，可实现原边和副边电压的隔离。 　　设计变压器时，第一步是计算变压器初级电感峰值电流。假设δmax=0．25，输入的交流最低电压为180 V，那么Vin min="180x1".4-22=230 V，22V为输出电压纹波和整流器的压降。则变压器初级峰值电流： ，因此，其开关管可选择MTP3N60场效应管，它的VDS=600V、ID=3．9 A、Pt=100W、VGS=20V； 　　接下来第二步是确定最小占空比δmin，然后是计算变压器初级电感量 ，接着选择并确定磁芯及骨架尺寸，再计算空气隙Lg和变压器初级线圈的匝数L1，最后再计算各次级线圈的绕组。 　　 3 整体电路设计 　　该电路设计可分为四部分：输入电路、PWM控制电路、输出保护电路和直流输出电路，图5所示是整个开关电源电路的原理图。其中输入电路直接可将交流220 V／50 Hz整流滤波成为300 V直流电压，然后通过开关管MTP3N60将高频变压器初级300 V直流电压逆变成高频方波并由整流二极管1620和滤波电容再次整流滤波以输出DC+5 V和DC+12 V。其中PC817、TL431属于输出反馈回路，当输出过大时，TL431导通，光耦PC817也随之导通。从而控制UC3842第2脚的输入电压，而反馈输入电压则可改变UC3842第6脚输出的PWM信号占空比，从而控制次级输出平均直流电压以使之达到稳定。MC3423为过压保护电路，过压时，MC3423第8脚的输出电压将触发SCR2N6400导通，从而起到分流作用以保护负载。 　　 4 测试 　　测试时，先给UC3842外加16 V电源，以测试PWM系统是否起振，然后观测第4脚是否输出2．5V平均直流电压(为频率68 kHz±1O％的锯齿波)，之后，可将变压器初级输出引脚断开，测试300V直流电压。此时连接UC3842第7脚Vcc的电压应为16 V；接着测试变压器+5 V输出端是否有30 V／70 kHz左右的脉冲电压和+12 V输出端是否有46V／140 kHz左右的脉冲电压；再给输出端加+12 V可变直流电压，测试MC3423第8脚，调整直流电压略高于+12 V。再次测试MC3423第8脚的输出；然后再给输出端加+5 V可变直流电压，测试PC817各引脚电压，调整直流电压略高于+5 V，再次测试PC817各引脚电压；下来将整机电路连接完整，确认无误时可短时间加电，断开交流电源，检查集成电路、三极管、二极管是否由发热现象，电解电容是否有发热或突起现象，如有则须查明原因并更换元器件。 　　该电路的测试结果为：当输出+5 V时，纹波为37 mV，输出+12 V时的纹波为66 mV，线性调整率为0．0085％／V，负载调整率为1．785％／A。加上负载后测试，其+5 V输出的最大电流为2．86 A，最高效率为95．3％；+12 V输出时的最大电流为2．81 A，最高效率为93％，设计通过。 　　 5 结束语 　　本文分电路和磁路两部分给出了一种基于MC3423的OVP反激式开关电源的设计方法。同时给出了整个开关电路的电路图和测试结果。根据测试结果证明，本设计可以满足设计要求。

·                                  交流输入后通过整流滤波得到直流电压，经过 LM317 后获得 16.5V 的直流电压，作为 UC3842 芯片的启动电压。芯片启动后通过脉宽调制控制功率管的开关从而实现稳压输出。控制电路的核心是 UC3842 ，其后级的高速开关功率管要求满足一定的耐压值和足够大的额定电流。这里可以选用 IRF540 ，其耐压值高达 100V ，额定电流可以达到 33A 。高频变压器的升压系数为 1.2 ，采用双桥间距为 0.3mm 的铁氧铁芯，由直径 0.65mm 的铜丝绕制而成。高频变压器出来的脉动直流电压，先通过二极管整理，再通过 3 个 50V/3300μF 的电解电容，和由一个 33μH 电感和 2 个 104 的电容构成 ∏ 型滤波器进行滤波后输出。其 UC3842 电路如图。 UC3842 的工作频率由 4 脚和 8 脚间的 RT 和 CT 决定的。其内部的振荡频率最高可达 500kHz 。在本系统中 RT 和 CT 分别选用了 10kΩ 和 0.045μF 可以计算得其工作频率约为 40kHz ，符合开关电源的要求。在 UC3842 的 2 脚处接上一个 10kΩ 的电位器，通过调节电位器的阻值改变反馈电压，使脉宽的占空比发生变化，从而可以实现输出电压 30 ～ 36V 的连续可调变化  

用 UC3842 芯片设计开关电源   胡君臣     笔者最近设计了由 UC3842 组成的 DC-DC 转换器，总的框架采用参考文献中现成的电路。但由于输入电压和工作频率不同，重新设计了电路参数。   UC3842 是美国 Unitrode 公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。 UC3842 为 8 脚双列直插式封装，其内部原理框图如图 1 所示。主要由 5.0V 基准电压源、用来精确地控制占空比调定的振荡器、降压器、电流测定比较器、 PWM 锁存器、高增益 E/A 误差放大器和适用于驱动功率 MOSFET 的大电流推挽输出电路等构成。端 1 为 COMP 端；端 2 为反馈端；端 3 为电流测定端；端 4 接 Rt 、 Ct 确定锯齿波频率；端 5 接地；端 6 为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端 7 为集成块工作电源电压端，可以工作在 8 ～ 40V ；端 8 为内部供外用的基准电压 5V ，带载能力 50mA 。       1.1 启动过程 首先由电源通过启动电阻 R1 提供电流给电容 C2 充电，当 C2 电压达到 UC3842 的启动电压门槛值 16V 时， UC3842 开始工作并提供驱动脉冲，由 6 端输出推动开关管工作，输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间，场效应管导通，电流通过变压器原边，同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况，此时变压器各路副边没有能量输出。当 6 脚输出的高电平脉冲结束时，场效应管截止，根据楞次定律，变压器原边为维持电流不变，产生下正上负的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量。同时反馈线圈向 UC3842 供电。 UC3842 内部设有欠压锁定电路，其开启和关闭阈值分别为 16V 和 10V ，如图 3 所示。在开启之前， UC3842 消耗的电流在 1mA 以内。电源电压接通之后，当 7 端电压升至 16V 时 UC3842 开始工作，启动正常工作后，它的消耗电流约为 15mA 。因为 UC3842 的启动电流在 1mA 以内，设计时参照这些参数选取 R1 ，所以在 R1 上的功耗很小。       1.2 稳压过程 从图 2 中可知，当场效应管导通时，整流电压加在变压器 T 初级绕组 Np 上的电能变成磁能储存在变压器中，在场效应管导通结束时， Np 绕组中电流达到最大值 Ipmax ，根据法拉第电磁感应定律：   Ipmax=(E/Lp)Ton 　　 式中： E ——整流电压； Lp ——变压器初级绕组电感； Ton ——场效应管导通时间。 在场效应管关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值 Ismax ，若忽略各种损耗应为：   Ismax=n Ipmax=n(E/Lp)Ton 　　 式中： n ——变压器变比， n=Np/Ns ， Np 、 Ns 为变压器初、次级绕组匝数。 高频变压器在场效应管导通期间初级绕组储存的能量与场效应管关闭期间次级绕组释放的能量相等： n(E/Lp)Ton=(Uo/Ls)Toff 　 式中： Ls ——变压器次级绕组电感； Uo ——输出电压； Toff ——场效应管关闭时间。   因为： Lp=n 2 Ls ， 则： (E/nLs)Ton=(Uo/Ls)Toff ， ETon=nUoToff ， ETon=nUoToff,   Uo=(Ton/nToff)E                (3) 上式说明，输出电压 Uo 与 Ton 成正比，与匝比 n 及 Toff 成反比。比如，由于电源电压变化或负载变化而引起输出电压降低时，反馈线圈的输出电压则会变低，从而使 2 端电压变低，则脉宽调制器会相应的增大输出 PWM 波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变长；反之，当电源电压变化或负载变化而引起输出电压升高时，则脉宽调制器会相应的减小 PWM 输出脉冲波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变短，从而维持输出电压为一恒定值。 UC3842 为固定工作频率脉宽调制方式，输出电压或负载变化时仅调整占空比，控制场效应管的导通时间。反馈电压输入 2 脚，此脚电压与内部 2.5V 基准进行比较，产生控制电压，从而控制脉冲宽度；输出脉冲的频率由 4 脚外接定时电阻 Rt 及定时电容 Ct 决定，   f=1.8/(Rt × Ct) kHz 　 Rt 的单位取 k Ω， Ct 取μ F 。 3 脚为电感电流传感器端，当取样超过 1V 时，缩小导通脉宽，使电源处于间隙工作状态； 6 脚，输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅 50ns ，驱动能力为± 1A ； 7 脚，供电输入，起振后工作电压为 10 ～ 13V ，低于 10V 停止工作，功耗为 15mW ； 8 脚，内部基准 5V(50mA) 。 1.3 过流保护原理 当负载电流超过额定值或短路时，场效应管电流增加， R9 上的电压反馈至 3 脚 ( 电压大于 1V) ，通过内部电流放大器使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使 UC3842 停止工作，没有触发脉冲输出，使场效应管截止，达到保护功率管的目的。短路现象消失后，电源自动恢复正常工作。 1.4 过压保护原理 当因某种原因使输出电压过高时，由反馈绕组形成的电压也高，从而使 2 脚的电压过高，内部保护电路起动，使 6 脚输出脉冲高电平时间变短，或不输出高电平使开关管截止。 1.5 开关管保护电路 由 D3 、 R10 、 C1 及 R11 、 C14 、 D4 构成，消除由变压器漏感产生的反峰电压，从而使开关工作电压不至于太高而毁坏。   2.1 起动电路的设计 电路如图 4 所示，电容 C2 储存的能量要能满足电源开始正常工作的需要，使得 UC3842 第 7 脚有稳定、充足的输入供给。即电容 C2 的放电时间要大于 UC3842 输出脉冲的高电平持续时间。否则，电源将出现打嗝现象。因此，电容 C2 的容量和质量的选取非常重要。笔者在实际设计过程中， C2 曾用 100 μ F 铝电解电容，经常发现电源打嗝；测量反馈端电压，总是太低，以至于反馈端的整流二极管都没有工作，说明反馈端电压幅度不够。原因在于 C2 容量不够，不能提供足够的能量来使 UC3842 充分工作，因此 ，容量最好在 100 μ F 以上。 2.2 反馈绕组的设计 当 UC3842 启动后，若反馈绕组不能提供足够的 UF ，电路就会不停地起动 ，出现打嗝现象。另外，根据笔者的经验，若 UF 大于 17.5V 时， 也会引起 UC3842 工作异常，导致输出脉冲占空比变小，输出电压变低。故而反馈绕组匝数的 选取及其缠绕是非常重要的，一般可按 13 ～ 15V 设计，使 UC3842 正常工作时， 7 脚的电压维持 在 13V 左右。         UC3842 是一种性能优良的电流控制型脉宽调制器。假如由于某种原因使输出电压升高时，脉宽调制器就会改变驱动信号的脉冲宽度，亦即占空比 D ，使斩波后的平均值电压下降，从而达到稳压目的，反之亦然。 UC3842 可以直接驱动 MOS 管、 IGBT 等，适合于制作 20 ～ 80W 小功率开关电源。由于器件设计巧妙，由主电源电压直接启动，构成电路所需元件少，非常符合电路设计中“简洁至上”的原则。